基于單周期控制的三相VIENNA整流器中點電壓平衡控制策略

許冠軍，王 聰

（中國礦業(yè)大學(xué)（北京）機電與信息工程學(xué)院，北京 100083）

VIENNA整流器是一種三電平單向變換器，具有較強的功率因數(shù)校正PFC（power factor correction）以及交流側(cè)電流諧波抑制能力，而且功率器件所承受電壓均為輸出電壓的一半，可使用廉價的低壓器件，并能減少開關(guān)管數(shù)量，降低成本，精簡控制電路實現(xiàn)單位功率因數(shù)整流，故理論上具有更高的系統(tǒng)效率[1-3]，因此在航空供電系統(tǒng)、通信設(shè)備以及新能源等眾多領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用[4-6]。

單周期控制 OCC（one-cycle control）是一種新穎的非線性控制方法，其特點為：無需采樣交流側(cè)電壓，無需乘法器，控制電路簡單，經(jīng)濟成本較低，但由于單周期控制直接以輸入電流的基波作為調(diào)制波，因此輸入電流波形質(zhì)量的好壞直接決定系統(tǒng)控制效果，尤其在負(fù)載輕載下，輸入電流中含有一定低頻紋波，會對系統(tǒng)造成一定的影響。近年來單周期控制憑借其優(yōu)勢得到了廣泛關(guān)注，并被應(yīng)用于有源電力濾波器、PFC和開關(guān)功率放大器等領(lǐng)域。

中點電位波動是中點箝位NPC（neutral point clamped）結(jié)構(gòu)變換器固有的問題。對于三電平變換器而言，中點電位交流波動，不僅會導(dǎo)致輸出電壓諧波增大，而且會損壞開關(guān)器件和輸出側(cè)電容，從而對變換器的穩(wěn)定運行產(chǎn)生較大的安全隱患。針對這一問題，學(xué)者們提出了許多解決方案，主要包括硬件和軟件兩個方式。對于硬件方式則是通過電路結(jié)構(gòu)上的改進來實現(xiàn)，而對于軟件方式主要從控制策略上進行改進，主要分為兩類，一類是基于空間矢量脈寬調(diào)制的方法，另一類是基于載波脈寬調(diào)制的方法。文獻[7-8]多是通過重新分配冗余小矢量的作用時間來實現(xiàn)中點電壓平衡，但控制策略的算法復(fù)雜，運算量較大，應(yīng)用起來比較困難；文獻[9-10]多是通過向控制系統(tǒng)中注入零序分量來維持中點電壓平衡的控制策略，但是零序分量具體量計算非常繁瑣，不易于應(yīng)用且會增加成本；文獻[11]針對三電平中點電壓問題提出了一種基于載波變幅的SPWM調(diào)制策略，有效地實現(xiàn)對中點電壓平衡控制，但調(diào)節(jié)時間較長且控制較為復(fù)雜，實現(xiàn)起來具有局限性。而對于采用單周期作為控制策略的VIENNA整流器，直流側(cè)電容中點電壓平衡控制的研究較少。其中文獻[12]在單周期控制的基礎(chǔ)上提出了一種向三相輸入電流中注入3次諧波分量的方法，雖然起到抑制中點電位波動的作用，但需要基于輸入電流進行三相正弦波交割構(gòu)造3次諧波，從而增加了其控制復(fù)雜程度，使得該控制策略應(yīng)用起來具有一定的局限性；文獻[13]采用擴展?fàn)顟B(tài)空間平均法進行建模分析，計算出了影響中點電壓平衡的零序分量，同時采用模擬電路來實現(xiàn)控制，取得了一定的效果，但卻沒有從理論上給出所注入零序分量的具體含量以及對中點電壓平衡的具體影響。

本文首先對中點電壓波動問題進行建模分析，計算出中點電壓平衡的最佳零序分量。在單周期控制的基礎(chǔ)上從直流側(cè)上、下兩電容電壓之差中引入3次諧波，作為零序前饋補償和中點電壓差反饋控制，將其視為中點電壓平衡控制環(huán)，并從理論上證明了該控制產(chǎn)生的零序分量近似為最佳零序分量，并給出了中點電壓波動與輸入電流幅值的比例關(guān)系。這不僅可以抑制中點電位交、直流波動，而且還能提高直流側(cè)母線電壓利用率，減少交流脈動和畸變。最后通過仿真驗證了所提出的控制策略的正確性。

1 三相VIENNA整流器傳統(tǒng)單周期控制

為了簡化推導(dǎo)過程，本文做出如下假設(shè)：①線路阻抗為0，三相電壓對稱；②開關(guān)頻率遠遠大于工頻；③電路中各器件均為理想器件，均無損耗。

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三相三電平三開關(guān)VIENNA整流器電路拓?fù)淙鐖D1所示。其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要包含：3個升壓電感La、Lb和 Lc（La=Lb=Lc=L）；3 個全控型器件（MOSFET）Qa、Qb和 Qc,且各與 2 個快恢復(fù)二極管（Dj+和 Dj-，j=a,b,c）和4個二極管組成的整流橋相結(jié)合；2個足夠大的輸出電容C1和C2。

圖1 三相VIENNA整流器拓?fù)銯ig.1 Topology of three-phase VIENNA rectifier

1.2 傳統(tǒng)單周期控制

單周期控制的根本目的是使輸入電壓與輸入電流同相位，根據(jù)PFC本質(zhì)定義可知，輸入電壓與輸入電流關(guān)系為

式中，Req為各相輸入阻抗的等效電阻。由文獻[14]可知，單周期PFC的三相VIENNA整流器核心控制方程為

式中：Rs為電流采樣增益；Um為穩(wěn)態(tài)時電壓控制器輸出值，Um=U0Rs/2Req；Da、Db、Dc分別為全控型器件Qa、Qb、Qc的導(dǎo)通占空比。

將Um代入式（2）變換可得三相VIENNA整流器輸入電壓與直流側(cè)輸出電壓的關(guān)系為

式（3）表明，當(dāng)采用傳統(tǒng)單周期控制策略時，整流器輸出電壓應(yīng)大于交流側(cè)輸入電源相電壓峰值的2倍，否則會造成整流器直流母線電壓利用率不足，使得系統(tǒng)出現(xiàn)過調(diào)制，導(dǎo)致輸入電流產(chǎn)生畸變。而對于在通信電源等應(yīng)用系統(tǒng)中，通常會在整流器后級接入DC/DC變換器進行直-直變換。當(dāng)其前級輸出電壓較高時（即DC/DC變換器輸入），對后級DC/DC變換器的工作效率會造成一定影響，從而最終降低了整個系統(tǒng)的效率。因此，非常有必要提高VIENNA整流器直流母線電壓利用率。傳統(tǒng)的數(shù)字單周期控制其控制電路示意如圖2所示，圖中并沒有針對中點電位波動問題進行控制。

圖2 傳統(tǒng)單周期控制示意Fig.2 Schematic of conventional OCC

2 中點電位平衡控制策略研究

2.1 中點電位交流波動分析

中點電位波動是NPC結(jié)構(gòu)變換器固有的問題，當(dāng)系統(tǒng)采用單周期控制時，三相VIENNA整流器輸出電容中點電流的低頻分量為3倍于輸入電源基波頻率的交流信號，會造成電容中點電位產(chǎn)生交流波動。因此，為了消除中點電位交流波動，就需要消除輸出電容中3倍于輸入電源基波頻率的交流波動。所以可以通過向開關(guān)函數(shù)中引入零序分量來控制中點電位平衡。

參考直流側(cè)中性點M的整流器輸入端電壓UjM三相開關(guān)函數(shù)的基波可表示為

式中：MF為調(diào)制比；ω0為輸入電源基波角頻率。

該整流器的三相輸入電流基波表示為

式中，IM為三相輸入電流基波幅值。

則核心控制方程式（2）可表示為

當(dāng)在傳統(tǒng)單周期控制中引入中點電壓控制環(huán)后，相當(dāng)于在三相橋臂中注入了零序分量，此時實際的開關(guān)函數(shù)基波為

式中，S0為各開關(guān)函數(shù)基波中的零序分量。

對于三相VIENNA整流器而言，參考直流側(cè)中性點M的整流器輸入端電壓（UjM）由三相橋臂開關(guān)狀態(tài)和相電流的方向共同決定。當(dāng)某相橋臂開關(guān)狀態(tài)為導(dǎo)通時，周期性的相電流將導(dǎo)致電容電壓的不均。因此，VIENNA整流器的中點電流的平均值在一個調(diào)制周期中可表示為

在穩(wěn)態(tài)情況下，為了完全消除中點電位的交流波動，中點電流ineu應(yīng)一直保持為0。因此，設(shè)計的中點電壓平衡控制環(huán)所注入的零序分量應(yīng)為

由式（9）可得零序分量為

式（10）表明，當(dāng)其開關(guān)函數(shù)中含有零序分量為 S0（opt）時，其整流器的中點電位交流波動基本被消除。

2.2 中點電壓平衡控制器設(shè)計

由前文分析可知，輸出側(cè)上、下兩電容電壓之差（UC1-UC2=ΔU）中也存在3倍于電源基波頻率的交流信號，該控制策略的思想就是將其引入中點電壓平衡控制環(huán)中，從而在開關(guān)函數(shù)中產(chǎn)生零序分量達到消除電容中的交流波動目的。輸出側(cè)電容電壓之差與中點電流的關(guān)系表達為

假設(shè) S0=S'0+ΔS0，則 S'0可表示為

由式（8）、式（11）和式（12）可得

所以直流側(cè)2個電容間的電壓差值ΔU和零序分量S0之間的傳遞函數(shù)為

假設(shè) ia、ib、ic均為標(biāo)準(zhǔn)正弦波形，則

則式（14）可化為

式（16）所示為1階慣性環(huán)節(jié)，控制中可用PI控制器H1（s）=kP1+kI1/s來實現(xiàn)其函數(shù)功能。其控制框圖如圖3所示。

在單周期基礎(chǔ)上加入中點電壓平衡控制環(huán)后，結(jié)合式（6）和式（7），改進后的單周期控制策略核心方程式為

圖3 零序分量PI控制器控制框圖Fig.3 Control block diagram of zero-sequence component PI controller

式中，ΔUm為中點電壓控制電路PI控制器輸出值，與采樣輸入電流幅值為定值比例關(guān)系，表示為

式中，RsIM為采樣輸入電流的幅值。

由式（6）、式（7）、式（17）和式（18）可得

通過比較式（10）和式（19）可知，中點電壓平衡控制環(huán)可在三相橋臂中產(chǎn)生最佳零序分量，從而完全抑制中點電壓交流波動。

由式（16）可知，本文中點電壓平衡控制環(huán)為一階慣性環(huán)節(jié)，從而也可以采用比例調(diào)節(jié)器（P調(diào)節(jié)器）來實現(xiàn)。則上、下兩電容之差ΔU與采樣的輸入電流幅值關(guān)系為

由式（20）可知，通過調(diào)節(jié)比例環(huán)節(jié)系數(shù)kp可以具體控制中點電壓波動幅值，將其控制在合適范圍中，保持電容電壓中3次諧波波形完好，從而更加有效地提高直流母線利用率。

采用改進單周期控制策略后，則式（3）為

由上述分析可得：采用改進的單周期控制策略后，中點電壓采樣值經(jīng)均壓環(huán)調(diào)制后與輸入電流采樣疊加得到鞍形調(diào)制波形，其疊加后單位化的原理圖如圖4所示。

由圖4可知，在相同的輸入條件下，相比正弦調(diào)制波，將獲得的鞍形波作為調(diào)制信號與三角載波進行交割產(chǎn)生PWM信號，所獲得調(diào)制波幅值要低于原調(diào)制波，從而能獲得更低的輸出電壓?？梢娫摽刂撇呗圆粌H可以進行中點電位平衡，還能在一定程度上提高直流母線利用率。因此改進后的單周期控制原理如圖5所示。

圖4 鞍形調(diào)制波形的生成原理Fig.4 Generating schematic of saddle modulation waveform

圖5 三相OCC控制器結(jié)構(gòu)框圖Fig.5 Block diagram of structure of three-phase OCC controller

3 仿真驗證

3.1 參數(shù)介紹

針對上述分析，本文對三相VIENNA整流器進行仿真研究。其主要仿真電路參數(shù)如下：三相輸入電壓380 VAC/50 Hz；輸出直流電壓600 V；額定輸出功率為10 kW;負(fù)載等效電阻36 Ω；開關(guān)頻率50 kHz；三相輸入電感1.8 mH；直流側(cè)2個輸出電容為2 200 μF。負(fù)載輕載下輸出功率為2.4 kW；負(fù)載等效電阻150 Ω；其他參數(shù)保持不變。

3.2 系統(tǒng)仿真研究

圖6為輸入電壓和輸入電流波形，可以看出輸入電壓與輸入電流基本滿足同相位關(guān)系且波形完好，由FFT分析知電流的THD約為2.5%，基本實現(xiàn)了單位功率因數(shù)。

圖6 輸入電壓和輸入電流波形Fig.6 Waveforms of input voltage and input current

圖7為兩種控制方式下電容電壓波形，對比圖7（a）和（b）可知，加入中點電壓平衡控制策略后的單周期控制可以很好地抑制輸出電容電壓中的交流脈動信號，而且電容電壓保持良好的均壓狀態(tài)。圖8為A相橋臂開關(guān)函數(shù)及零序分量仿真波形，結(jié)果表明該控制下的零序分量S0基本與理論值S0（opt）相同。圖9為不同控制策略下輸入電流ia和參考直流側(cè)中性點M的整流器輸入端電壓UaM仿真波形（不同控制策略下系統(tǒng)各參數(shù)保持一致,輸出電壓同為600 V），其中圖9（a）表明在傳統(tǒng)單周期控制策略下系統(tǒng)會出現(xiàn)過調(diào)制，輸入電流波形尖端失真，圖9（b）表明采用新型控制策略則可以消除過調(diào)制現(xiàn)象，輸入電流波形完好，從而能在一定程度上提高直流母線利用率。圖10為負(fù)載跳變時輸入端三相電流波形，其中圖 10（a）、圖 10（b）分別為0.5 s時負(fù)載突卸和在0.6 s時負(fù)載突加時的輸入電流波形。由圖10可以看出，當(dāng)負(fù)載發(fā)生跳變時，輸出電流波動較小，并且在1～2個電網(wǎng)周期就能達到新的穩(wěn)態(tài)，說明系統(tǒng)具有良好動態(tài)性能且負(fù)載變化對系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運行影響不大。

負(fù)載輕載下的仿真結(jié)果如圖11所示，分別表示為三相輸入電壓、三相輸入電流和電容兩端電壓。由圖 11（a）和圖 11（b）可見，負(fù)載輕載下三相輸入電壓與三相輸入電流基本滿足同相位關(guān)系；由FFT分析可知電流的THD約為3.8%，波形質(zhì)量較好，驗證了本文所提的控制策略可實現(xiàn)單位功率因數(shù)。由圖11（c）可見，電容兩端電壓UC1和UC2的波動值較小，表明采用新型控制策略可實現(xiàn)中點電壓平衡。因此，本文所提出的基于單周期控制的中點電壓平衡控制策略在負(fù)載輕載下依然具有良好的效果。

圖7 不同控制方式下的輸出電容電壓Fig.7 Output capacitor voltages in different control modes

圖8 A相橋臂開關(guān)函數(shù)及零序分量Fig.8 A-phase bridge arm switch function and zerosequence component

圖9 不同控制方式下的輸入電流ia電壓UaMFig.9 Input current iaand voltage UaMin different control modes

圖10 負(fù)載跳變波形Fig.10 Waveforms of load jump

圖11 負(fù)載輕載下的仿真結(jié)果Fig.11 Simulation results under light load

4 結(jié)語

針對三相VIENNA整流器中點電位的交流波動問題，本文首先對其中點電位波動問題進行建模分析，提出了在傳統(tǒng)的單周期控制基礎(chǔ)上引入中點電位平衡控制環(huán)的控制策略，該控制策略不僅可以消除中點電位交流波動，使輸出電容很好地保持均壓狀態(tài)，還可以提高直流側(cè)母線電壓利用率，并且系統(tǒng)具有良好的動態(tài)響應(yīng)性能。仿真結(jié)果表明了該控制策略理論分析的正確性。