基于能量回饋并網(wǎng)系統(tǒng)的雙向AC/DC變換器設(shè)計(jì)*

王長(zhǎng)華 蔣曉明 楊海波 劉曉光 唐朝陽(yáng)

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基于能量回饋并網(wǎng)系統(tǒng)的雙向AC/DC變換器設(shè)計(jì)*

王長(zhǎng)華 蔣曉明 楊海波 劉曉光 唐朝陽(yáng)

（廣東省智能制造研究所 廣東省現(xiàn)代控制技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 廣東省現(xiàn)代控制與光機(jī)電技術(shù)公共實(shí)驗(yàn)室）

傳統(tǒng)能耗型電池化成設(shè)備采用不控整流技術(shù)，能量只能單相流動(dòng)，并且對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生諧波污染。采用單相電壓型PWM整流器與推挽全橋兩級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)一種放電能量回饋型并網(wǎng)變換器。運(yùn)用電壓、電流雙閉環(huán)控制算法，實(shí)現(xiàn)電池充放電功能以及能量回饋并網(wǎng)；給出變換器主功率參數(shù)計(jì)算、選型；最后進(jìn)行樣機(jī)實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：所設(shè)計(jì)的雙向AC/DC變換器可以實(shí)現(xiàn)能量回饋并網(wǎng)，且充放電過(guò)程無(wú)縫切換。

雙向AC/DC；能量回饋；并網(wǎng)系統(tǒng)；推挽全橋

0 引言

雙向AC/DC變換器能量可雙向流動(dòng)，具有放電電能回饋并網(wǎng)的優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于動(dòng)力電池化成分容檢測(cè)設(shè)備、電動(dòng)汽車與電網(wǎng)互動(dòng)、蓄電池儲(chǔ)能回饋電網(wǎng)等領(lǐng)域。PWM整流器具備電能雙向傳輸?shù)奶攸c(diǎn)[1]，為保證其正常運(yùn)行，文獻(xiàn)[2]給出了在任意PF值下，單相PWM整流器交流側(cè)電感參數(shù)的選擇方法。

在大多數(shù)新能源發(fā)電、并電網(wǎng)等領(lǐng)域，基于安全考慮，電氣必須隔離。文獻(xiàn)[3]提出的數(shù)控V2G充放電系統(tǒng)，由雙向AC/DC變換器和雙向高頻隔離DC/DC兩級(jí)變換器構(gòu)成。文獻(xiàn)[4]在兩級(jí)式隔離型AC/DC變換器的基礎(chǔ)上，提出一種新型的單級(jí)隔離雙向AC/DC變換器。文獻(xiàn)[5]設(shè)計(jì)了一種電動(dòng)汽車鋰電池化成能量回饋并網(wǎng)系統(tǒng)，通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該雙向AC/DC變換器的可行性。文獻(xiàn)[6]以新一代單片機(jī)MPC5604B為核心控制芯片，實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)以及鋰電池恒壓、恒流充放電功能。文獻(xiàn)[7]驗(yàn)證了推挽全橋雙向直流變換器功率變換器的可逆性。文獻(xiàn)[8]根據(jù)磁勢(shì)平衡原理，研究了高頻變壓器對(duì)橋式整流輸出的推挽變換器性能影響。

通常動(dòng)力電池化成設(shè)備，電網(wǎng)側(cè)電壓較高（單相AC 220 V或者三相AC 380 V）、電流較小；電池端電壓較低（十幾伏）、電流較大（幾十甚至上百安培）。因此，本文選用單相PWM整流器及推挽全橋兩級(jí)變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)動(dòng)力電池能量回饋并網(wǎng)。

1 雙向AC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

基于能量回饋并網(wǎng)系統(tǒng)的雙向AC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。單相電壓型PWM整流器電路由1，2，7，8，9，10和1組成；雙向DC/DC變換器電路由1，2，3，4，5，6，2，3，3和1組成。充電模式為全橋同步整流DC/DC變換器；放電模式為推挽全橋DC/DC變換器。圖1中兩級(jí)變換器由同一DSP控制，可自動(dòng)判斷電流方向。

2 雙向AC/DC變換器的分析及設(shè)計(jì)

2.1　PWM整流器工作原理分析及設(shè)計(jì)

PWM整流器簡(jiǎn)化圖及相量圖如圖2所示。根據(jù)基爾霍夫定律，圖2(a)的相量方程式為

其中，U為交流電源；ab為PWM整流器輸入a、b兩端電壓；ωLi為電感L兩端電壓，其中

由圖2(b)和圖2(c)相量圖可知，當(dāng)交流電源U保持不變時(shí)，交流輸入電流𝑖𝑠的相位和幅值由電壓ab幅值、ab與U的相位共同決定。因此，可通過(guò)控制交流輸入電流𝑖與交流電壓U反相、同相、滯后和超前的方式實(shí)現(xiàn)整流或者逆變工作。為實(shí)現(xiàn)PWM整流器四象限運(yùn)行，必須限制電感L取值，文獻(xiàn)[2]給出其取值范圍

其中，Udc為PWM整流器直流電壓；TS1為PWM整流器開(kāi)關(guān)周期；ΔImax為最大交流脈動(dòng)電流；ω為電網(wǎng)角頻率；Us_m為交流峰值電壓。

圖2　PWM整流器簡(jiǎn)化圖及其相量圖

直流支撐電容1用于保證母線電壓穩(wěn)定，抑制直流紋波，緩沖交流側(cè)與直流負(fù)載之間能量轉(zhuǎn)交換，其取值關(guān)系到變換器性能，文獻(xiàn)[1]給出了取值范圍

其中，d為PWM整波器輸出等效電阻（取50 Ω）；Δmax為直流最大波動(dòng)電壓（取3 V）；T為PWM整流器初始直流電壓到額定直流電壓的上升時(shí)間（取50 ms）。

設(shè)輸入功率為3.5 kW；交流電壓為（220±20%） V；開(kāi)關(guān)頻率為20 kHz；母線電壓為（400±5%）V，電感L和支撐電容1的計(jì)算結(jié)果為

實(shí)際選取電感L= 2.4 mH；支撐電容1由4個(gè)450 V/330 uF的電容并聯(lián)。

直流母線電壓外環(huán)與并網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙閉環(huán)控制策略如圖3所示。給定電壓ref與實(shí)際電壓dc比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器輸出值乘以電網(wǎng)鎖相電壓 sin，得到PFC電感電流給定值ref；ref與實(shí)際電感電流I比較值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后送至PWM控制器，得到IGBT驅(qū)動(dòng)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)交流側(cè)電感電流對(duì)電壓跟蹤。

圖3 PWM整流器控制策略

2.2　雙向DC/DC變換器的分析及設(shè)計(jì)

充電模式下對(duì)應(yīng)的功率輸出狀態(tài)圖如圖4所示。1和3在0時(shí)刻同時(shí)導(dǎo)通，2和4關(guān)閉，電壓dc加到變壓器m和n兩端，mn值為+dc，電流IP緩慢上升。原邊能量隔離傳輸?shù)礁边叄O管5導(dǎo)通，電流流過(guò)電池和電容3。由于二極管導(dǎo)通壓降為 0.7 V，在大電流流過(guò)時(shí)，損耗較大。因此，可開(kāi)通MOS管5，降低導(dǎo)通損耗，實(shí)現(xiàn)同步整功能。

圖4　充電功率輸出狀態(tài)圖

直到1時(shí)刻，1和3同時(shí)關(guān)閉，而2和4仍然關(guān)閉（死區(qū)時(shí)間為2?1），故變壓器原邊電壓為0 V，沒(méi)有能量傳到副邊。而原邊電流仍然保持原方向流動(dòng)，二極管4導(dǎo)通構(gòu)成續(xù)流回路。直到2時(shí)刻，2和4同時(shí)導(dǎo)通，母線電壓反向加到變壓器m和n兩端，mn值為?dc。同理，變壓器原邊能量隔離傳輸?shù)礁边叄?和6導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)電池充電功能。

實(shí)際應(yīng)用中，為防止變壓器磁芯飽和，需在高頻壓器原邊串聯(lián)隔直電容2，其計(jì)算公式為

總之，作為國(guó)家戰(zhàn)略的人工智能，正在作為基礎(chǔ)設(shè)施逐漸與產(chǎn)業(yè)融合，加速經(jīng)濟(jì)結(jié)構(gòu)優(yōu)化升級(jí)，對(duì)人們的生產(chǎn)和生活方式產(chǎn)生深遠(yuǎn)的影響?！?/p>

其中，I3為輸出總電流；eff max為副邊最大有效占空比；T2為全橋開(kāi)關(guān)周期；取0.1。

放電工作模式下的能量回饋狀態(tài)圖如圖5所示。在0時(shí)刻，5和6同時(shí)導(dǎo)通，電池給電容3充電，電感3儲(chǔ)能，電流緩慢上升。1時(shí)刻6截止時(shí)，5繼續(xù)導(dǎo)通。高壓端1，1，3，3導(dǎo)通，低壓端能量通過(guò)變壓器隔離升壓回饋到電容1上，電感3電流緩慢下降。同理，在2時(shí)刻，5和6同時(shí)導(dǎo)通，電感3儲(chǔ)能，電流緩慢上升。在3時(shí)刻5截止，6繼續(xù)導(dǎo)通，高壓端2，2，4，4導(dǎo)通，低壓端能量通過(guò)變壓器隔離升壓回饋到電容1上，電感3電流緩慢下降。

圖5　放電能量回饋狀態(tài)圖

雙向DC/DC控制策略圖如圖6所示。恒壓輸出時(shí)，通過(guò)閉環(huán)保證輸出電壓穩(wěn)定，并且對(duì)電流限幅；恒流輸出時(shí)保證輸出電流穩(wěn)定，并且對(duì)電壓進(jìn)行限幅。電池放電時(shí)采用恒流放電，當(dāng)電池電壓低于限定值時(shí)，停止放電。

圖6　雙向DC/DC控制策略

3 主功率參數(shù)計(jì)算

根據(jù)上述分析，樣機(jī)設(shè)定參數(shù)如表1所示。

表1　樣機(jī)設(shè)定參數(shù)

3.1　高頻變壓器參數(shù)計(jì)算

不考慮變換器管壓降，則高頻隔離變壓器關(guān)鍵參數(shù)計(jì)算式為

式(8)為變壓器匝比計(jì)算公式；式(9)為變壓器原邊最小電感量計(jì)算公式；式(10)為變壓器原邊電流有效值計(jì)算公式；式(11)為磁芯能量傳輸處理能力計(jì)算公式。由式(8)可得電容2取值為0.984 uF。

根據(jù)式(8)~式(12)，可得高頻變壓器相關(guān)參數(shù)計(jì)算結(jié)果如表2所示。

查磁芯手冊(cè)，EE55磁芯窗口面積為11.87 cm4，選其作為變壓器?？紤]損耗，變壓器副邊匝數(shù)取1，則原邊匝數(shù)為22。

表2　高頻變壓器參數(shù)計(jì)算值

3.2　低壓側(cè)濾波參數(shù)計(jì)算

根據(jù)文獻(xiàn)[7]，考慮20%負(fù)載時(shí)，電感電流處于臨界連繼模式，則濾波電感和電容計(jì)算為

其中，Δbat為輸出電容紋波電壓（取0.05 V）。計(jì)算電感3min為0.72 uH，電容3min為1648 uF。實(shí)際電感取1.2 uH，10個(gè)25 V/330 uF電容并聯(lián)。

3.3　功率管選型

低壓端功率管最小反向耐壓如式(15)所示，計(jì)算值為54 V。全橋電路由于開(kāi)關(guān)頻率較高，故選MOS管（SiHG70N60EF/ IPP075N15N3G）。PWM整流器通常選IGBT（IKW40N120H3）作為功率器件。

4　實(shí)驗(yàn)波形分析

本文選用TMS320F28075作為核心控制芯片，設(shè)計(jì)雙向AC/DC變換器，并搭建電池充放電測(cè)試平臺(tái)。電池充電到放電工作模式切換過(guò)程的測(cè)試波形如圖7所示，其中1為交流電壓波形，2為交流電流波形。由圖7可知：充電模式電流與電壓同相，而能量回饋并網(wǎng)工作模式電流與電壓反向，充電到放電工作模式切換過(guò)程無(wú)間隙。

圖7　雙向變換器工作模式切換測(cè)試波形

5　結(jié)語(yǔ)

本文選用PWM整流器及推挽全橋兩級(jí)拓?fù)渥儞Q結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了基于能量回饋并網(wǎng)系統(tǒng)的雙向AC/DC變換器。采用電壓、電流雙閉環(huán)控制算法，通過(guò)樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的雙向AC/DC變換器能量回饋并網(wǎng)的可行性，且充放電工作模式無(wú)縫切換。對(duì)電池放電節(jié)能具有良好的應(yīng)用價(jià)值。

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Design of Bi-Directional AC/DC Converter Based on Energy Feedback Grid-Connected System

Wang Changhua Jiang Xiaoming Yang Haibo Liu Xiaoguang Tang Zhaoyang

(Guangdong Institute of Intelligent Manufacturing Guangdong Key Laboratory of Modern Control TechnologyGuangdong Open Laboratory of Modern Control & O-M-E Technology)

Traditional energy waste battery formation equipment with uncontrolled rectifier technology cause harmonic pollution to grid and electric currentcirculate from grid to loads only. Two stages topological structure of single phase voltage type PWM rectifier and push-pull full-bridge is chose to solve this problem, a converter of discharged energy feedback to grid-connected is designed in this paper. With voltage and current double closed-loop control algorithm to achieve the function of constant current charge and discharge and energy feedback to grid-connected. Calculation of converter’s main power device parameters and power device selection is given then; Experiment of prototype is completed finally. The experimental results show that energy feedback to grid-connected is achieved by the designed bi-directional AC/DC converter; seamless switching during transform of charging and discharging.

Bi-Directional AC/DC; Energy Feedback; Grid-Connected System; Push-Pull Full-Bridge

王長(zhǎng)華，男，1983 年生，碩士研究生，主要研究方向：電力電子技術(shù)。

蔣曉明（通信作者），男，1973 年生，博士，副研究員，主要研究方向：電力電子裝備技術(shù)。E-mail: xm.jiang@giim.ac.cn

廣東省科學(xué)院發(fā)展能力建設(shè)專項(xiàng)（2017GDASCX-0115，2018GDASCX-0115，2017GDASCX-0848）；廣州市科技計(jì)劃項(xiàng)目（201707010480）。