寬頻帶圓極化交叉偶極子天線設(shè)計(jì)

盧　紅，張文梅，韓麗萍，薛　哲，陳新偉

(山西大學(xué) 物理電子工程學(xué)院，山西 太原 030006)

近年來(lái)，無(wú)線能量收集系統(tǒng)已經(jīng)引起了國(guó)內(nèi)外的廣泛關(guān)注，其中天線是整個(gè)系統(tǒng)的關(guān)鍵部分之一，很多文獻(xiàn)對(duì)接收天線進(jìn)行了研究[1-5]. 文獻(xiàn)[1]設(shè)計(jì)的接收天線實(shí)現(xiàn)了5.8 GHz的能量收集，但空間環(huán)境中電磁波信號(hào)的功率密度比較低，并且分布在多個(gè)頻帶. 文獻(xiàn)[3]設(shè)計(jì)了可以在0.55, 0.75, 0.9, 1.85, 2.15和2.45 GHz六個(gè)頻帶工作的天線，但天線結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜. 文獻(xiàn)[4]利用兩組扇形交叉偶極子實(shí)現(xiàn)了1.7～3.0 GHz的寬頻帶雙極化天線. 然而，空間中電磁波的極化方向是隨時(shí)改變、不可預(yù)測(cè)的，線極化和雙極化天線都會(huì)造成比較大的極化失配損耗，因此，寬頻帶圓極化天線在能量收集方面更受青睞. 文獻(xiàn)[6]采用兩組末端比較寬的矩形交叉偶極子，實(shí)現(xiàn)了2.3～2.9 GHz寬頻帶內(nèi)的圓極化特性. 文獻(xiàn)[7]利用印刷在介質(zhì)基板上層的4個(gè)開(kāi)口諧振環(huán)作為條形交叉偶極子的寄生單元，實(shí)現(xiàn)了較寬圓極化帶寬和阻抗帶寬. 文獻(xiàn)[8]中,印刷在同一介質(zhì)基板上的兩個(gè)倒鉤形偶極子和兩個(gè)蝴蝶形交叉偶極子形成了雙寬帶圓極化天線. 文獻(xiàn)[9]通過(guò)使用不對(duì)稱的蝴蝶結(jié)交叉偶極子使圓極化帶寬提高到51%，阻抗帶寬提高到57%. 文獻(xiàn)[10]采用了階梯式矩形交叉偶極子結(jié)構(gòu)和不規(guī)則的地，使軸比帶寬和阻抗帶寬分別擴(kuò)大到55.1%和66.9%. 文獻(xiàn)[11]采用一個(gè)寄生單元和簡(jiǎn)單的蝴蝶結(jié)偶極子天線將圓極化帶寬和阻抗帶寬提高到58.6%和68.9%. 這些文獻(xiàn)雖然都實(shí)現(xiàn)了寬頻帶的圓極化性能，但所實(shí)現(xiàn)的頻段沒(méi)有同時(shí)覆蓋GSM、LTE、WLAN等頻段，為了能量收集系統(tǒng)能夠盡可能多地收集空間中的能量，需要設(shè)計(jì)阻抗帶寬和軸比帶寬更寬的天線.

本文介紹了一種可以用于能量收集的寬頻帶圓極化交叉偶極子天線. 通過(guò)在兩組交叉偶極子之間插入3/4圓環(huán)來(lái)實(shí)現(xiàn)圓極化特性，在每組矩形交叉偶極子天線上增加兩條分支線，同時(shí)在偶極子的邊緣切角，進(jìn)而有效拓寬天線的阻抗帶寬和軸比帶寬.

1　天線設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的寬頻帶圓極化天線如圖 1 所示. 天線由兩組垂直交叉放置的帶L形分支線的矩形偶極子、兩個(gè)3/4圓環(huán)、一個(gè)反射板、同軸饋線構(gòu)成. 兩組偶極子分別印刷在相對(duì)介電常數(shù)為2.2，損耗角為0.000 9，厚度為31 mil，大小為80×80 mm2的RT/Duroid5880介質(zhì)基板的兩面. 其中，兩組偶極子由4個(gè)矩形貼片加載兩對(duì)L型分支線和在邊緣切角變化而來(lái). 印刷在介質(zhì)基板中心正反面的兩個(gè)3/4的圓環(huán)分別連接兩組偶極子的一端，形成90°相位差. 整個(gè)天線的上下層通過(guò)50 Ω同軸線饋電，上層與同軸線的內(nèi)芯相連，下層與同軸線的外層相連，天線放置在距離反射板H處.

圖 1　天線結(jié)構(gòu)圖Fig.1　Configuration of antenna

天線各部分參數(shù)如表 1 所示.

表 1　天線的各部分尺寸

設(shè)計(jì)的天線由兩組矩形偶極子天線變化而來(lái)，將只有兩組矩形偶極子的天線作為天線1； 在矩形貼片的偶極子上增加一組L型分支線的天線作為天線2； 帶有L型分支線的偶極子天線2的邊緣切角后的天線作為天線3(本文提出的天線). 圖 2 給出了天線1，天線2和天線3的回波損耗和軸比圖. 從圖2(a)中可以看出，在天線1的基礎(chǔ)上增加L型分支線和切角后，在高頻段引入了新的諧振點(diǎn)，有效地拓寬了天線的阻抗帶寬； 從圖2(b)可以看出，增加分支線后整個(gè)頻帶內(nèi)的軸比減小，兩組偶極子的邊緣切角使得兩個(gè)圓極化諧振點(diǎn)遠(yuǎn)離，且兩個(gè)諧振點(diǎn)之間頻帶內(nèi)的軸比都小于-3 dB，有效地拓寬了軸比帶寬.

圖 2　各參考天線回波損耗S11和軸比圖Fig.2　Simulated return loss and aixal ratio of the reference antennas

2　參數(shù)分析

圖 1 中提到的寬帶圓極化交叉偶極子中，所加載的L型分支線由兩部分構(gòu)成，其中長(zhǎng)度l21對(duì)天線的阻抗帶寬和軸比帶寬有明顯的影響，長(zhǎng)度l22的變化對(duì)天線性能影響不大，在偶極子天線邊緣切去的三角形中，邊長(zhǎng)b的長(zhǎng)度對(duì)天線的性能有明顯影響，在分析某一參數(shù)對(duì)天線性能影響時(shí)，其它參數(shù)均保持不變. 圖 3 給出了L形分支線中l(wèi)21的長(zhǎng)度對(duì)天線回波損耗S11和軸比帶寬的影響. 圖 4 給出了切去三角形的邊長(zhǎng)b對(duì)天線S11和軸比帶寬的影響.

圖 3　l21對(duì)天線性能的影響Fig.3　The effect of parameter l21 on antenna performance

圖 4　b對(duì)天線性能的影響Fig.4　The effect of parameter b on antenna performance

從圖 3 可以看出，隨著l21的減小，阻抗帶寬變寬，通帶內(nèi)的匹配特性變好，兩個(gè)圓極化諧振點(diǎn)遠(yuǎn)離，且兩個(gè)諧振點(diǎn)之間的頻帶內(nèi)的軸比逐漸減小. 從圖4中可以看出，切角b的改變對(duì)天線S11基本沒(méi)有影響，但對(duì)軸比帶寬影響較大. 隨著b的減小，高頻段的諧振點(diǎn)保持不變，低頻段的諧振點(diǎn)向低頻移動(dòng)，有效的拓寬了天線的軸比帶寬，所以b選擇為7 mm.

3　優(yōu)化結(jié)果

根據(jù)圖 1 所設(shè)計(jì)的寬頻帶圓極化天線，在軟件HFSS中建立模型并進(jìn)行電磁全波仿真. 通過(guò)參數(shù)分析后，得出了如表 1 所示的最優(yōu)參數(shù). 圖 5～圖 7 給出了最優(yōu)參數(shù)下寬頻帶圓極化天線的仿真結(jié)果.

圖 5　天線的S11和軸比曲線Fig.5　S11 and axial ratio (AR) of the antennas

圖 6　天線的增益Fig.6　Realized gain of the antennae

圖 7　天線的輻射方向圖Fig.7　Radiation patterns of the antenna

從圖 5 可以看出，設(shè)計(jì)的天線在1.5～5.2 GHz頻帶內(nèi)，該天線的S11都小于-10 dB，在1.67～3.77 GHz 頻帶內(nèi)，該天線的軸比都小于3 dB. 從圖 6 看出，1.5～3.5 GHz增益都可大于5 dBi，隨著頻率的升高，天線的增益有所降低. 圖 7 給出了1.8，2.6，3.5 GHz處的輻射方向圖，從圖中可以看出右旋圓極化大于左旋圓極化，因此，所設(shè)計(jì)天線為右旋圓極化天線.

4　結(jié)　論

本文設(shè)計(jì)了一種可用于能量收集的寬頻帶圓極化天線. 通過(guò)在每組矩形交叉偶極子天線上增加兩條分支線和在偶極子邊緣切掉一個(gè)三角形來(lái)有效拓寬天線的阻抗帶寬和軸比帶寬. 仿真結(jié)果表明： 設(shè)計(jì)的天線阻抗帶寬為1.5～5.2 GHz(110.4%), 軸比帶寬為1.67～3.77 GHz(77%), 包含了GSM，LTE和WLAN所有的頻帶，軸比帶寬范圍內(nèi)最高增益可達(dá)7.2 dBi.