寬帶匹配的低失真單周期超窄脈沖發(fā)生器

黃 輝，李楚寶,歐陽繕

(1.西安機電信息技術(shù)研究所，陜西 西安 7100652.西安電子科學(xué)大學(xué)電子工程學(xué)院，陜西 西安 710071)

0 引言

單周期超窄脈沖發(fā)生器是高精度沖激脈沖定距超寬帶雷達的關(guān)鍵電路，要求所產(chǎn)生脈沖具有較大的發(fā)射功率(探測距離)、較窄的脈寬(皮秒級)和高質(zhì)量的波形即對稱性好、振鈴低[1-2]。

產(chǎn)生單周期超窄脈沖的方法有兩種：延時疊加法和高通濾波法。第一種方法的缺點是微帶傳輸延時線的長度精度設(shè)計不當(dāng)很容易導(dǎo)致波形失真，電路加工精度和分布參數(shù)也會給波形的設(shè)計和調(diào)試帶來不確定影響。文獻[3-6]得到的單周期超窄脈沖雖然脈寬不大于500 ps，幅度卻沒有超過2 V，且波形均有較大的振鈴和較長的拖尾。第二種方法是將高斯單極性脈沖經(jīng)過一個高通濾波器對其進行微分處理，單極性高斯脈沖的一階微分也稱為單周期脈沖。文獻[7-8]采用RC高通濾波的方法將壓制振鈴后的單極性高斯脈沖經(jīng)微分處理后得到單周期窄脈沖，同樣其脈沖寬度在300～1 000 ps之間但幅度卻仍沒超過2 V，振鈴電平均超過脈沖振幅的10%，且并沒有介紹該脈沖電路的匹配特性。文獻[9]采用兩個單極性高斯脈沖合并提高其幅度后再做微分的方法實現(xiàn)了高達33 Vpp，脈寬800 ps的單周期窄脈沖設(shè)計，其中每個單極性高斯脈沖電路均有一個由兩個微波三極管組成的驅(qū)動電路、一個恒流源和一個由延遲線組成的脈沖整形電路，可見電路形式較為復(fù)雜，且由于該原因使得到的單周期脈沖振鈴電平接近脈沖振幅的20%以及較長的拖尾。文獻[10]同樣使用了RC高通濾波的方法，但由于采用了一個具有寬帶匹配特性的衰減器進行振鈴壓制和寬帶匹配，幾乎壓制了所有振鈴及高達6 GHz帶寬范圍內(nèi)的阻抗匹配，缺點是大大損失了脈沖幅度。文獻[11]得到了幅度7.6 Vpp，脈寬470 ps，且振鈴較小的高質(zhì)量波形，其不足之處是使用了兩組不同電壓值的正負極性雙電源驅(qū)動兩個對稱微波三極管作為開關(guān)的工作方式，增加了電路復(fù)雜度以及電源供電要求且并沒有介紹寬帶匹配特性。本文針對傳統(tǒng)單周期超窄脈沖發(fā)生器存在脈沖振鈴大、拖尾長、對稱性差以及與天線匹配特性不好導(dǎo)致波形失真而影響系統(tǒng)性能的問題，提出了寬帶匹配的單周期超窄脈沖發(fā)生器。

1 單周期窄脈沖產(chǎn)生原理及波形失真分析

典型的單周期窄脈沖產(chǎn)生原理框圖一般由三部分組成，如圖1所示。A部分一般由正弦波或周期性方波作為信號源，經(jīng)微波三極管驅(qū)動產(chǎn)生電流較大的單極性脈沖。此時該脈沖的下降沿仍比較慢。B部分利用SRD的快速階躍特性對其下降沿進行銳化處理，得到脈寬和波形滿足產(chǎn)生單周期窄脈沖要求的單極性高斯脈沖[12]。C部分則利用延時疊加法或者高通濾波法對單極性高斯脈沖進行整形最后得到單周期窄脈沖。脈沖波形由B至C的變化如圖2所示。

雖然已有不少文獻對單極性高斯脈沖及SRD的特性做了詳細研究，但隨著單周期脈沖的大量應(yīng)用，難點是如何將單極性高斯脈沖整形為低失真的單周期脈沖，對系統(tǒng)影響較大的波形失真主要是振鈴和拖尾，正如引言中所分析，在實際電路設(shè)計及工程應(yīng)用時，我們很難同時得到脈沖幅度大、脈寬窄、振鈴低、無拖尾且對稱性好的單周期脈沖。

其主要原因有三點：

1) 首先需要保證單極性高斯脈沖的幅度足夠大、脈寬足夠窄且沒有振鈴和拖尾，否則必然不會得到理想的整形處理結(jié)果。采用較大電壓的驅(qū)動電路或雪崩三極管的方式可增加脈沖幅度，但如果電路參數(shù)選擇不當(dāng)則會使其波形惡化，引起后續(xù)脈沖整形后所得單周期窄脈沖的振鈴現(xiàn)象，如圖3所示?？梢姼咚姑}沖波形的惡化會引起單周期脈沖的振鈴問題，進而影響系統(tǒng)發(fā)射信號的頻譜位置和發(fā)射功率，導(dǎo)致有效工作距離降低，應(yīng)對圖1中B部分的輸出進行優(yōu)化。

2) 由于單極性高斯脈沖脈寬較窄(亞納秒)，其帶寬一般至少在1 GHz以上，這就需要脈沖整形電路具有較寬的阻抗匹配特性，否則會在其輸入和輸出接口處產(chǎn)生較大的反射現(xiàn)象，這是拖尾產(chǎn)生最重要的原因。若采用延時疊加法對單極性高斯脈沖進行脈沖整形，除滿足引言中所提的精確延遲倒向作用外還必須有較好的寬帶匹配特性，且受制作精度的影響，相比而言高通濾波法較容易利用微波仿真軟件優(yōu)化設(shè)計。圖4為因阻抗失配在距單周期脈沖不同位置處因反射引起的拖尾，該問題會使系統(tǒng)的目標識別精度或探測精度降低，應(yīng)對圖1中C部分進行優(yōu)化。

3) 文獻[10]討論了因SRD器件特性帶來的阻抗失配、信號泄漏和重復(fù)頻率引起波形失真的三個關(guān)鍵因素，一方面很難在仿真中建立其動態(tài)模型，另一方面也不容易在實際工程中對SRD的器件封裝寄生特性嚴格控制。圖5是對文獻[10]中脈沖整形電路部分(相當(dāng)于圖1中的C)的S參數(shù)仿真結(jié)果(基于文中推薦電路參數(shù))，可見從S21來看這種電路結(jié)構(gòu)雖然可以完成對單極性高斯脈沖的微分作用完成脈沖整形，但實際上從其S11和S22結(jié)果來看并沒有很好實現(xiàn)寬帶匹配，所以盡管通過使用衰減器解決了失真過大的問題，但只是將波形失真與信號幅度等比例壓縮，無法完全消除失真。

另外，在使用過程中天線作為整個電路的終端負載與圖1中的脈沖整形電路連接，此時天線的匹配特性不好將導(dǎo)致單周期窄脈沖波形失真。為解決這個問題，首先應(yīng)保證天線設(shè)計過程中與單周期窄脈沖發(fā)生器電路的匹配，消除天線作為非匹配負載對窄脈沖的反射導(dǎo)致波形失真；其次還應(yīng)保證所設(shè)計單周期窄脈沖發(fā)生器輸出端口的寬帶匹配特性。綜合以上波形失真分析原因及設(shè)計復(fù)雜度，通過對單極性高斯脈沖波形和脈沖整形電路進行優(yōu)化設(shè)計可在避免對SRD器件的復(fù)雜建模、大量電路及天線匹配特性調(diào)試基礎(chǔ)上得到低失真的單周期窄脈沖。

2 寬帶匹配的低失真單周期窄脈沖發(fā)生器

為得到低失真的單周期窄脈沖，應(yīng)對圖1中B的輸出和C部分進行優(yōu)化。本文采用SRD產(chǎn)生下降沿銳化的高斯脈沖后，首先利用反向的肖特基二極管壓制高斯脈沖的振鈴，然后通過寬帶的微帶濾波器對整形后的類高斯脈沖進行微分處理并保證端口的寬帶匹配特性以消除拖尾。圖6為本文設(shè)計單周期窄脈沖電路原理圖，由信號源及驅(qū)動電路(A)，高斯脈沖產(chǎn)生(B)和脈沖整形(C)三部分組成。其中在B的輸

從資金投入方面看，美國政府有兩種主要方式來管理使用聯(lián)邦資金購買的儀器設(shè)備：①聯(lián)邦政府與聯(lián)邦資助研發(fā)中心以簽訂研發(fā)合同的方式委托后者進行 R&D( Research and Development)項目，項目承辦單位主要按照聯(lián)邦政府采購法中的政府資產(chǎn)管理規(guī)定進行管理(簡稱合同采購平臺)。②聯(lián)邦政府以合作協(xié)議的方式對符合公共利益的 R&D項目給予資助(簡稱資助合作類平臺)，主要依據(jù)《關(guān)于對高校、醫(yī)院及非盈利性機構(gòu)給予資助的管理規(guī)定》。

出接一個反向的肖特基二極管，對單極性高斯脈沖進行整形處理得到類高斯脈沖送入C，C為具有寬帶匹配特性的微帶高通濾波器。另外，Q1為微波三極管，具有電流驅(qū)動作用；C1為去耦電容，C2為隔直電容；Vdc=24V，Ldc用來去除電流中的高頻分量，有利于減小振鈴，Rdc為限流電阻。本文所選SRD為M-Pulse公司生產(chǎn)MP4023，其電特性參數(shù)和串聯(lián)電阻等參數(shù)可通過查閱出廠資料及直流測試得到。

3 仿真和實測驗證

圖7為本文對C部分微帶高通濾波器S參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計結(jié)果?？梢娤啾扔趫D5，不僅其插損(S21)要小了近2 dB，且其端口的匹配特性大大改善(帶寬>6 GHz)。

圖8為仿真得到的本文設(shè)計單周期窄脈沖的時域波形和頻譜，其脈沖幅度大約為8.5 Vpp，脈寬大約530 ps，振鈴水平為：(0.107 V+0.454 V)/(4.5 V+4.04 V) =6.57%，沒有拖尾，波形對稱性約為4.04/4.5=90%。其頻譜中心頻率為1.48 GHz，6 dB帶寬范圍為500 MHz～2.8 GHz。

為驗證圖6所示電路設(shè)計的有效性，本文采用ADS微波仿真軟件分別對三種不同的整形方法對單極性高斯脈沖的整形處理效果進行了仿真，通過最終產(chǎn)生單周期超窄脈沖的波形質(zhì)量判斷所使用整形方法的有效性，比較結(jié)果見圖9。

圖9中三個仿真曲線均使用了相同的圖6中的A、B部分，即整形電路輸入的高斯脈沖均相同，所不同的是整形方法。

整形方法1：使用文獻[10]中的分立式整形電路。

通過曲線1可見所得到的單周期超窄脈沖不僅有拖尾、振鈴，其波形的對稱性也較差。

通過曲線2可見其拖尾已經(jīng)消除，但還有一定的振鈴。這是因為通過對圖4的分析，本文采用微帶型高通濾波器并對其S參數(shù)(圖7)進行優(yōu)化設(shè)計使其具有較好的寬帶匹配特性，從而較好地消除了因反射造成的拖尾。但是由于并沒有解決高斯脈沖的振蕩問題，所以仍然會有振鈴存在。

整形方法3：采用圖6中微帶型高通濾波器并使用肖特基二極管(D1)

通過曲線3可見其拖尾已經(jīng)消除，壓制了振鈴，對稱性也有所改善。這是由于通過對圖3的分析，本文在高斯脈沖產(chǎn)生電路輸出端增加反向肖特基二極管對其振蕩進行了壓制，使其無法通過微帶型高通濾波器的微分處理造成振鈴。圖10為反向肖特基二極管對單極性高斯脈沖波形的優(yōu)化效果，可見由于圖6中L1激勵電感的作用，SRD在對高斯脈沖下降沿進行銳化的時候會產(chǎn)生振蕩，這會直接導(dǎo)致后面整形后所得單周期窄脈沖振鈴的產(chǎn)生，利用反向肖特基二極管對該振蕩削波后得到的波形稱為類高斯脈沖，進一步微分處理后便可得到圖8所示的低振鈴單周期窄脈沖。

通過以上三種整形方法的對比，可見本文分別利用反向肖特基二極管壓制單極性高斯脈沖振蕩以抑制振鈴、利用微帶型高通濾波器的寬帶匹配特性消除拖尾的方法可有效地產(chǎn)生低失真單周期超窄脈沖。

將圖6所示電路制作在介電常數(shù)為9.6，厚度為0.6 mm的聚四氟乙烯板材上，線寬為0.6 mm，輸入輸出采用50 Ω微帶線及SMA接頭，24 V單電源供電。測試儀器采用泰克的DPO70404型高頻示波器(4 GHz采樣帶寬)，為保護儀器電路輸出端與示波器輸入端之間連接30 dB衰減器。測試時應(yīng)考慮負載對波形的影響，即應(yīng)保證所連接衰減器與高頻示波器的輸入端口在測試帶寬范圍內(nèi)(DC～6 GHz)為50 Ω阻抗特性設(shè)置。圖11為實測的單周期窄脈沖的時域和頻域波形。從時域波形可以看到其幅度大約為7.64 V，脈寬約為500 ps，振鈴水平為9.5%，對稱性為0.113 7/0.128=88.83%，略差于仿真結(jié)果的90%。其6 dB頻譜范圍為：650 MHz ～3.5 GHz。所得實測結(jié)果與仿真基本一致。

表1為以上仿真及實測結(jié)果的關(guān)鍵指標數(shù)據(jù)對比。其中振鈴電平為振鈴峰峰值與脈沖峰峰值之比；拖尾長度為拖尾峰值與脈沖中心的時間距離；拖尾幅度為拖尾的峰值；對稱性為正脈沖與負脈沖的比值。表中數(shù)據(jù)均為以上仿真及實測圖中的結(jié)果。

表1 超窄脈沖關(guān)鍵指標驗證結(jié)果對比

Tab.1 Comparison of verification result of Ultra-Short Pulse key index

整形方法脈沖峰峰值/V脈沖寬度/PS振鈴/%拖尾長度/ns拖尾幅值/V對稱性/%方法19.186017.1100.60.4方法28.77101070.0546.2方法38.55306.57--90實測結(jié)果7.645009.5--88.83

由表1可知，所設(shè)計發(fā)生器能夠產(chǎn)生峰峰值為7.64 V，脈寬小于500 ps且無拖尾，振鈴小于10%、對稱性約90%的單周期超窄脈沖。從而在保證波形質(zhì)量的前提下提高了脈沖幅度，設(shè)計簡單、低成本的特點使其具有較高的工程價值。

4 結(jié)論

本文提出了寬帶匹配的低失真單周期超窄脈沖發(fā)生器，該發(fā)生器由SRD產(chǎn)生下降沿銳化的高斯脈沖后，利用反向的肖特基二極管壓制高斯脈沖的振蕩以抑制振鈴，采用微帶濾波器對整形后的類高斯脈沖完成高通濾波并保證端口的寬帶匹配特性以消除拖尾。實測結(jié)果表明，本文寬帶匹配的低失真單周期超窄脈沖發(fā)生器在幅度損失很小的情況下，大大提高了波形質(zhì)量，脈沖寬度、振鈴、拖尾及對稱性均優(yōu)于傳統(tǒng)單周期超窄脈沖發(fā)生器設(shè)計方法。進一

步提升脈沖幅度仍是該領(lǐng)域需要努力的方向。

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