基于雙閾值控制威爾遜恒流源的鋸齒波發(fā)生器

趙 丹，黃 輝

(西安機電信息技術(shù)研究所，陜西 西安 710065)

0 引言

線性調(diào)頻連續(xù)波(LFMCW)體制雷達的射頻信號由調(diào)制器產(chǎn)生的調(diào)制信號控制壓控振蕩器(VCO)產(chǎn)生，其中VCO的頻率輸出與其調(diào)制端信號的電壓呈理論上的線性關(guān)系。鋸齒波作為常用的線性調(diào)制電壓信號，連接VCO調(diào)制輸入端后通過控制其中變?nèi)荻O管的結(jié)電容實現(xiàn)對振蕩電路諧振頻率的調(diào)諧，最終使VCO的輸出頻率跟隨調(diào)制電壓實現(xiàn)線性變化。基于LFMCW體制的調(diào)頻無線電引信利用差頻回波中各諧波與距離的線性對應(yīng)關(guān)系完成對炸高的連續(xù)測量，測量的距離分辨率取決于調(diào)頻帶寬[1-2]。差頻回波是由調(diào)頻引信鋸齒波發(fā)生器所發(fā)射鋸齒波信號與經(jīng)過時間延遲的鋸齒波信號通過混頻器的差拍作用得到。當(dāng)鋸齒波發(fā)生器所產(chǎn)生鋸齒波信號的線性度較理想時，可實現(xiàn)較高精度的炸高距離測量[3]。而在調(diào)頻引信的實際使用過程中，鋸齒波發(fā)生器所產(chǎn)生鋸齒波信號具有一定的非線性度，造成差頻回波中各諧波與距離線性對應(yīng)關(guān)系惡化，導(dǎo)致炸高分辨率下降[4-5]。可見提高調(diào)頻引信的炸高分辨率的關(guān)鍵是保證鋸齒波發(fā)生器所產(chǎn)生鋸齒波信號的線性度。

傳統(tǒng)調(diào)頻引信鋸齒波發(fā)生器產(chǎn)生鋸齒波的方法是采用脈沖電壓源對RC電路信號進行積分運算[6]，通過電容在脈沖高、低電平上的充放電過程得到鋸齒波信號，其周期由脈沖的周期和占空比共同決定。傳統(tǒng)方法雖然可以從理論上保證通過基于運算放大器對電容充放電運算為線性的，但其前提是運放為理想的，而實際所使用運放器件的總是非理想的，即其開環(huán)增益、壓擺率等關(guān)鍵指標(biāo)并不理想[8]，無法保證該積分系統(tǒng)為真正線性的，也就是為什么在工程實踐中利用該方法所得鋸齒波總是在到達一定幅度范圍后線性度開始惡化的原因。傳統(tǒng)方法的另一個缺點就是還需要一個穩(wěn)定的脈沖電壓源。在需要較高線性度鋸齒波控制電路的應(yīng)用場合，常使用對恒流源進行定時通斷控制的方法，文獻[9-10]利用單片集成電路的張弛振蕩器或555定時器，對設(shè)定的閾值電壓間的電容器交替充放電,產(chǎn)生頻率反比于定時電容的周期性線性度較好的鋸齒波，但其最大缺點是所得鋸齒波的線性幅度范圍只有電源電壓的三分之一，限制了有效測距精度范圍，同時還會影響鋸齒波信號的上、下幅度值，如果要想增加鋸齒波的線性幅度范圍就必須增大電源電壓，故并不適用于不允許對電源進行調(diào)整的調(diào)頻引信平臺。文獻[11]在開關(guān)電源的脈沖寬度調(diào)制電路應(yīng)用中，采用雙比較器構(gòu)成的施密特觸發(fā)器控制恒流源得到線性范圍較大的鋸齒波，但并沒有明確如何產(chǎn)生鋸齒波，且需要外加雙端轉(zhuǎn)單端及電平移位功能電路且均采用三極管(27只)及其外圍電路實現(xiàn)，電路復(fù)雜且不易于調(diào)試。文獻[12]采用了分段處理的方法進行回波處理以提高檢測精度但需要消耗較大的軟硬件資源。因此，針對傳統(tǒng)調(diào)頻引信受鋸齒波信號線性度限制而造成鋸齒波幅度范圍小，導(dǎo)致發(fā)射信號帶寬不足而影響測距精度的問題，提出了基于雙閾值控制威爾遜恒流源的鋸齒波發(fā)生器。

1 典型脈沖電壓源型鋸齒波發(fā)生器和威爾遜恒流源

1.1 典型脈沖電壓源型鋸齒波發(fā)生器

調(diào)頻引信中典型鋸齒波發(fā)生器原理框圖如圖1所示。該電路主要由外部激勵脈沖電壓源和RC積分運算電路組成，所需脈沖源波形及產(chǎn)生的鋸齒波如圖2所示。

當(dāng)調(diào)頻近炸引信要求的測距精度為1 m時，其發(fā)射信號帶寬至少為150 MHz[1]，作為調(diào)制信號的鋸齒波線性幅度范圍一般不應(yīng)低于3 V。由圖2可知，所需脈沖電壓源峰峰值為6 V，占空比為75%，該脈沖源一般由具有可編程控制功能的數(shù)字邏輯電路或復(fù)雜的模擬電路結(jié)構(gòu)實現(xiàn)[7]，且該輸出鋸齒波的上下門限值與脈沖源的電平值、占空比和RC電路的充電時常均有關(guān)，并不方便調(diào)節(jié)。除上述問題外還可以看到所產(chǎn)生鋸齒波的峰峰值約3 V，而線性幅度范圍不超過2 V，其原因就是當(dāng)輸出幅值范圍較大時，運放器件的壓擺率、開環(huán)增益等關(guān)鍵指標(biāo)無法滿足大擺幅要求，進而限制了調(diào)頻引信系統(tǒng)的測距精度。

1.2 威爾遜恒流源

威爾遜恒流源電路由威爾遜早在1967年提出，其電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。該電路采用了電流負(fù)反饋，具有良好的溫度特性和較高的輸出電阻，且電流傳輸精度較高[7]，由三個PNP型晶體管(Q1、Q2、Q3)、一個調(diào)諧電阻(RT)組成，C1為充放電電容。

C1兩端電壓與時間滿足下式所示的線性關(guān)系：

(1)

可見該電路僅需一個單極性供電電源便可得到隨時間線性變化的電壓值，具有電路形式簡單成本低。適用于要求響應(yīng)速度快、恒流精度高、長期穩(wěn)定工作適合及各種性質(zhì)負(fù)載(阻性、感性、容性)等場合。

2 雙閾值控制威爾遜恒流源的鋸齒波發(fā)生器

2.1 組成及工作原理分析

為解決傳統(tǒng)調(diào)頻引信受鋸齒波調(diào)制信號線性度限制而造成鋸齒波幅度范圍小，導(dǎo)致發(fā)射信號帶寬不足而影響測距精度的問題，本文設(shè)計了基于雙閾值控制恒流源的鋸齒波發(fā)生器，由威爾遜恒流源、雙閾值控制電路、充放電電容和一個控制開關(guān)組成，通過雙比較器和RS觸發(fā)器的組合得到可以控制恒流源的雙閾值電壓，實現(xiàn)對電容的充放電控制。如圖4所示。雙閾值控制電路組成如圖5所示，由兩個比較器(A1、A2)和一個RS觸發(fā)器組成。

為控制圖4中開關(guān)K的通斷，使得電容在上門限VH和下門限VL兩個位置實現(xiàn)充放電，本文使用了圖5所示的雙閾值控制電路。比較器A2的同相輸入端和A1的反相輸入端同時在J點對電容兩端電壓值U進行取樣，分別與上門限電壓VH和下門限電壓VL進行比較。根據(jù)取樣結(jié)果兩個比較器分別輸出比較結(jié)果U1和U2。U1和U2作為RS觸發(fā)器的輸入，其輸出U3為開關(guān)K的控制信號。電路加直流電源時，威爾遜恒流源開始工作，此時電容兩端電壓初始狀態(tài)為0，并開始線性充電。

一方面，圖1中所示的電壓型鋸齒波產(chǎn)生電路需要調(diào)節(jié)脈沖的高低電平、占空比以實現(xiàn)對鋸齒波的控制，這需要對脈沖的相關(guān)指標(biāo)以及RC積分運算電路充放電時常的取值嚴(yán)格計算以保證所產(chǎn)生鋸齒波的指標(biāo)滿足系統(tǒng)需要。而圖4將電壓源替換為恒流源型，并給一個電容進行充電，所需鋸齒波的指標(biāo)利用式(1)便可簡單計算得到。另一方面，不同于三角波的產(chǎn)生方式，圖1中電路產(chǎn)生鋸齒波時需要將脈沖源占空比調(diào)的比較大同時使RC積分運算電路的充電時常遠(yuǎn)大于放電時常，這在實際電路中并不易實現(xiàn)，得到的鋸齒波便如圖2所示，線性幅度范圍較小。圖4中鋸齒波產(chǎn)生方法，充電時利用式(1)所示線性關(guān)系，放電時則通過開關(guān)直接將C形成對參考地的放電路徑，可在極短時間內(nèi)完成放電。解決了RC積分運算電路充放電時常與脈沖源占空比之間的矛盾問題。對于圖5中所示雙閾值控制電路，VH和VL均可在0～Vcc范圍內(nèi)取值，且當(dāng)VH=Vcc、VL=0時所得鋸齒波的峰峰值為Vpp=VH-VL=Vcc，即圖4所示電路產(chǎn)生的鋸齒波的最大線性幅度范圍為0～Vcc。

由圖4和圖5可知，本文設(shè)計了基于雙閾值控制恒流源的鋸齒波發(fā)生器，使用威爾遜恒流源替代傳統(tǒng)鋸齒波發(fā)生器所使用的電壓型脈沖源，通過雙比較器和RS觸發(fā)器的組合得到可以控制恒流源的雙閾值電壓，實現(xiàn)對電容的充放電控制，大大提高了所產(chǎn)生鋸齒波信號線性度。

2.2 測距精度改善分析

對于圖1所示的RC積分運算電路，其鋸齒波信號線性度與是否使用運放及所選用型號相關(guān)指標(biāo)是否合適有很大關(guān)系。式(2)和式(3)分別為是否使用運放得到的鋸齒波電壓信號表達式[8]：

(2)

(3)

2.3 成本和體積分析

圖6為兩種電路的PCB尺寸比較示意圖，區(qū)域1,2,3,4所占PCB面積相同。其中區(qū)域1和2為本文設(shè)計鋸齒波發(fā)生器的版圖，區(qū)域1為威爾遜電流源，區(qū)域2中U1為雙比較器芯片、U2雙路兩輸入或非門芯片、Q4為控制開關(guān)K。區(qū)域3和4為圖1所示典型鋸齒波發(fā)生器的版圖，區(qū)域4為外部可編程控制的電壓脈沖源，一般由單片機(U4)或FPGA芯片配以外圍電路組成， 區(qū)域3中U3為運放，其封裝尺寸同U1，R3、R4和C2分別與圖1中器件對應(yīng)?？梢?，若不考慮區(qū)域1(電流源)和4(電壓源)，本文設(shè)計鋸齒波發(fā)生器因使用三極管和或非邏輯芯片相比于典型鋸齒波發(fā)生器的容阻器件會增加成本，但因其器件型號通用且價格低廉，故所增加的成本在可接受范圍內(nèi)，兩部分所占用尺寸也相差不大。若考慮區(qū)域1(電流源)和4(電壓源)，外部可調(diào)脈沖電壓源會給典型鋸齒波發(fā)生器的應(yīng)用增加較多的成本和尺寸消耗，本文設(shè)計鋸齒波發(fā)生器本身帶有恒流源，其成本和尺寸都大大降低，且增加了該電路使用的靈活性。

3 電路仿真

為驗證圖4所示電路的有效性，本文對該電路進行了仿真驗證。為便于與圖1中電路產(chǎn)生的鋸齒波(圖2)相比較，圖4中電路所產(chǎn)生鋸齒波的重復(fù)周期、峰峰值和電源電壓均相同，即Vpp=6 V,T=1 μs,Vcc=12 V，故根據(jù)2.2節(jié)中線性度的分析，這里將直接對所產(chǎn)生鋸齒波的線性幅度范圍進行比較。

確定威爾遜恒流源的電路參數(shù)后，即可對圖4進行仿真驗證。其中圖5中的比較器由集成運放實現(xiàn)，型號為TLO64，RS觸發(fā)器由兩個或非門實現(xiàn)，型號為74HC02，開關(guān)K由NPN型晶體管實現(xiàn)，型號為9014。圖9給出了各部分的仿真結(jié)果。

可見圖9仿真結(jié)果符合第2節(jié)中關(guān)于電路工作流程的分析。分別將圖2和圖4中兩種不同方法得到的鋸齒波進行比較如圖10所示。

本文以理想直線為參考標(biāo)準(zhǔn)進行線性度比較，即1 μs處的鋸齒波電壓值應(yīng)為6 V，則理想直線表達式為:

y=6t,t∈(0～1 μs)

(4)

將式(4)表示的理想直線與圖10中的兩種曲線在1 μs內(nèi)(即一個調(diào)制周期)的對比如圖11所示，三種曲線的比較結(jié)果見表1。

表1 線性范圍比較

Tab.1 Comparison of linea range

比較曲線峰峰值/V線性幅度范圍/V信號源標(biāo)準(zhǔn)參考直線66———本文設(shè)計鋸齒波6.3>6威爾遜恒流源典型方法設(shè)計鋸齒波3<2(線段3)外部可調(diào)脈沖電壓源

可見，本文所設(shè)計基于雙閾值控制恒流源的鋸齒波發(fā)生器(圖4)所產(chǎn)生鋸齒波可實現(xiàn)0～Vcc的線性幅度范圍。文獻[9]中基于555定時器的控制方法，其幅度范圍則被限制在Vcc/3～2Vcc/3內(nèi)，這是由于555芯片內(nèi)閾值控制電路的閾值已經(jīng)固定為Vcc/3(2管腳)和2Vcc/3(5管腳)。

4 結(jié)論

本文提出了基于雙閾值控制威爾遜恒流源的鋸齒波發(fā)生器，是通過雙比較器和RS觸發(fā)器的組合得到可以控制威爾遜恒流源的雙閾值電壓，完成對電容的充放電控制。仿真計算結(jié)果表明該電路最大可實現(xiàn)0～Vcc的線性幅度范圍，并可在該范圍內(nèi)方便調(diào)節(jié)，且所消耗的成本、體積也均小于傳統(tǒng)脈沖電壓源型鋸齒波發(fā)生器。利用本文所提產(chǎn)生鋸齒波方法可將調(diào)頻引信的測距精度在現(xiàn)有基礎(chǔ)上提高3倍。為進一步驗證以上理論仿真計算結(jié)果的有效性，還應(yīng)將該方法應(yīng)用于工程實踐，獲取板極和系統(tǒng)級測試數(shù)據(jù)。

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