K波段pHEMT下變頻混頻器的設計與研究*

李 罡，余 凱，李思臻，章國豪，周正軒，劉祖華

(1.廣東工業(yè)大學 信息工程學院，廣東 廣州 510006；2.廣州穗源微電子科技有限公司，廣東 廣州 510006)

0 引言

隨著無線通信技術的不斷進步與發(fā)展、應用背景的多樣化和性能的高端化，應用領域也隨之逐漸不斷擴大，無線通信系統(tǒng)的設計指標也日趨嚴格。下混頻器作為射頻前端接收端的一個重要模塊，其功能是將接收到的射頻信號下變頻到中頻信號。因為下變頻混頻器的性能會對整個射頻接收機系統(tǒng)產(chǎn)生較為顯著的影響，所以對下混頻器的線性度、轉換增益、隔離度、功耗都有著較為嚴苛的要求。在第五代移動通信中，K波段(18.0～26.5 GHz)作為衛(wèi)星通信頻段(19.2～20.2 GHz，21.4～22 GHz)和潛在的頻段被美國和歐洲的頻譜規(guī)劃所提及，具有重要的研究意義。

可以用來實現(xiàn)K波段通信電路的工藝有硅CMOS工藝、砷化鎵GaAs工藝、氮化鎵GaN工藝等。CMOS成本低廉，易于實現(xiàn)，在低頻電路中被廣泛使用。但是它的硅基襯底損耗是個嚴重的問題[1]，在實現(xiàn)片上無源器件(如電感、變壓器、巴倫)時的品質因數(shù)Q也很小。由于GaAs電子遷移率比硅高6倍，電流密度較高，適合用于超高速、超高頻器件的設計。作為襯底材料，GaAs的電阻率低，具有較高的擊穿電壓閾值，寄生電容更小，噪聲更低，這些特性導致GaAs材料具有更好的高頻特性。且較GaN產(chǎn)品而言，GaAs產(chǎn)品更為成熟，成本相較GaN更低，可靠性更好。

本文提出了一種下變頻混頻器，主要應用于K波段無線收發(fā)機的接收端。本方案的創(chuàng)新點在于：集成了兩個片上巴倫，能夠實現(xiàn)差分-單端的轉換。在混頻器的開關級應用了電流注入的技術，且在輸出端采用了源跟隨器，有效地改善了電路的增益，提高了線性度。與其他文獻相比，此設計具有更好的電路性能。

1 系統(tǒng)設計

1.1 混頻器結構

如圖1所示，混頻器是一種三端口器件，包括中頻信號IF輸入端口、本振信號LO輸入端口、射頻信號RF輸出端口，主要完成中頻信號到射頻信號轉換的功能。

圖1 混頻器原理圖

在時域上，中頻信號通過混頻器模塊與本振信號相乘，從而在頻域上表現(xiàn)出中頻信號頻率與本振信號頻率相加減。假設輸入的中頻信號和本振信號均為正弦型信號，則通過這兩個信號的混頻，可以得到一個差頻成分(頻率為ω1-ω2)和一個和頻成分(頻率為ω1+ω2)，理想情況下，差頻成分與和頻成分的幅度與輸入信號的幅度成正比，可表示為式(1)：

cos(ω1+ω2)t]

(1)

在下混頻器中，需要的信號為差頻信號，所以需要信號在輸出端通過一個濾波器濾除差頻信號以外的其他干擾信號成分，從而取出所需要的差頻信號。在工程應用中，為了濾除不需要的信號，一般會采用高Q值的片外濾波器來實現(xiàn)。

混頻器通常根據(jù)其是否提供正的轉換增益值，分為有源混頻器和無源混頻器兩大類。相較于無源混頻器，有源混頻器能提供更高的增益。因為傳統(tǒng)單端結構混頻器不能完全消除和抑制非線性，且對電源的抑制較差，在無線通信的應用中，射頻前端系統(tǒng)一般會使用平衡式電路來提高其性能，因此差分輸入輸出為射頻前端重要的輸入輸出形式?；祛l器一般采用差分結構實現(xiàn)輸入信號相乘來消除高次諧波部分以及共模成分。

有源混頻器中有一類很重要的混頻器稱為平衡型混頻器，若輸入信號和本振信號均采用差分形式輸入，則稱之為雙平衡混頻器。事實上，差分結構能夠很好地抑制共模噪聲，因此減少了基帶信號輸出的直流失調(diào)。除此之外，雙平衡混頻器與單平衡混頻器相比，能夠很好地消除本振饋通，也能夠很好地消除疊加在混頻器輸入本振信號上的干擾和噪聲[2]。

雙平衡混頻器也稱之為Gilbert單元，基本結構如圖2所示，雙平衡混頻器由跨導級、開關級、輸出級三部分組成?？鐚Ъ売删w管差分對M1、M2組成。將輸入的電壓信號轉換為電流信號，送入開關對的共源節(jié)點。晶體管M3、M4、M5、M6四管差分對構成本振驅動級，當本振信號幅值偏大時，差分對MOS管M3、M4、M5、M6構成混頻器的開關級。當本振信號足夠強時，在本振信號LO的控制作用下將跨導級輸入進來的電流周期性地開啟關斷，工作在開關狀態(tài)。在M3與M6導通時，M4與M5關斷，當M4與M5導通時，M3與M6關斷，從而將跨導級的電流周期性地從一邊轉換到另一邊，實現(xiàn)混頻功能。在M3～M6處于理想開關的狀態(tài)時，電路的電壓轉換增益如式(2)所示：

(2)

其中gm3為M3的跨導，RL為中頻輸出負載。

圖2 Gilbert混頻器結構

1.2 巴倫設計

雙平衡混頻器的一個重要部分就是巴倫平衡-不平衡(Balun，Balance-unbalance)轉換器。巴倫是一種將單端信號轉為差分信號的模塊，可用于PA、LNA、混頻器等模塊[3]。在理想情況下，單端信號通過巴倫模塊能夠輸出兩個幅度相等、相位相反的信號。巴倫器分有源巴倫和無源巴倫兩種。常用的無源巴倫結構有平行線巴倫、變壓器巴倫、Marchand巴倫。除了變壓器巴倫以外，其他的兩種結構都會用到90°波長線，而90°波長線在頻率較低的場合使用會顯著增加微帶線的長度，從而增大芯片的面積[4]。有源巴倫結構主要是利用晶體管的各種工作特性來實現(xiàn)相應的功能，如共源極電路能輸入輸出相位相反的信號，共柵極電路能夠輸入輸出相位相同的信號，但是實現(xiàn)起來較為復雜，且占用芯片面積較大。故在本設計中，射頻端和本振端均采用變壓器巴倫結構進行設計。

理想的變壓器巴倫結構如圖3所示。P1端為單端信號輸入，P2與P3端輸出為等幅、相差為180°的差分信號。

圖3 理想巴倫

本文采用了一種上下疊層結構巴倫[5]，結構示意如圖4所示。該巴倫由上下兩層金屬耦合構成，與P1端連接的耦合線在金屬2層，P2與P3端在金屬1層，金屬1層與金屬2層的幾何結構為正八邊形，利用HFSS軟件仿真，最終設計線寬為6 μm，內(nèi)半徑為70 μm。圖5給出圖2的S參數(shù)、幅度差、相位和相差的仿真結果。在中心頻率約為24 GHz時P1到P2、P3端口的S參數(shù)S(2,1)=-8.338 dB，S(3,1)=-8.968 dB；幅度值不平衡差為0.63 dB；相位差為174.823°。由幅度差曲線與相位差曲線數(shù)據(jù)可以得出，正八邊形巴倫可以適用于較寬的工作頻帶。

圖4 上下疊層巴倫模型

圖5 巴倫幅度差和相位差曲線

2 電路設計

本文電路原理圖如圖6所示。射頻輸入端和本振輸入端都采用了本文所述的上下疊層巴倫，M1～M6構成吉爾伯特單元。M1和M2為A類偏置，射頻信號經(jīng)過巴倫轉換為差分信號，施加到M1和M2的柵極，產(chǎn)生了相對恒定的增益，抵消了偶次諧波，另外射頻跨導級M1、M2也采用了電流注入技術[6-7]，降低了功耗。本振信號經(jīng)過巴倫轉換成差分信號分別作用在M3～M6的柵極，M3～M6的漏極信號輸入到M7和M8的柵極，M7與M8構成源極跟隨器，以使得中頻輸出IF+/IF-相匹配。

圖6 電路原理圖

M1和M2為信號放大級，M3～M6在LO信號的調(diào)控下工作在開關狀態(tài)，在M3和M6為開啟狀態(tài)時，M4和M5為關閉狀態(tài)，反之，在M4和M5為開啟狀態(tài)時，M3和M6為關閉狀態(tài)。M1漏端小信號電流在LO信號一個周期中，半周期中由M3源端流入，另半周期由M4源端流入。同理M2漏端工作狀態(tài)與M1相同。LO信號為正弦波大信號，LO的差分信號分別加載在M3、M6的柵極與M4、M5的柵極。M3、M6在LO的正半周期飽和導通，M4、M5柵源電壓必定小于開啟電壓，處于關斷狀態(tài)，反之亦然。

3 版圖設計

芯片版圖如圖7所示，其中布線最困難的為高頻段的差分布線，差分信號布線的對稱性要求極高。在差分布線中要盡可能避免輸入輸出差分線有上下疊層覆蓋，如果有覆蓋，很容易產(chǎn)生耦合，會干擾輸出信號的質量。振蕩信號會使M3～M6開關管的柵極信號出現(xiàn)比較大的幅度不平衡，間接導致輸出端對本振信號的隔離度。本文布版避開了振蕩信號與中頻輸出信號的交疊。LO振蕩信號從圖7上端LO in焊盤輸入，信號通過巴倫差分輸送到M3～M6的柵極調(diào)控晶體管的開與關。RF信號由圖7下方RF in焊盤輸入，中頻信號由圖7左端OUT焊盤差分輸出。

圖7 芯片版圖

4 仿真結果分析

本文混頻器電路是基于廈門三安集成電路有限公司的P25ED 0.25 μm GaAs PHEMT工藝設計，最終的版圖電磁仿真(EM)基于Keysight ADS2016平臺的Momentum仿真工具實現(xiàn)，本文所述數(shù)據(jù)均為經(jīng)電磁仿真后的數(shù)據(jù)。轉換增益與射頻功率曲線如圖8所示。

圖8 轉換增益與射頻功率曲線圖

下變頻混頻器的轉換增益為中頻輸出端功率與射頻輸入功率之差。圖8是在振蕩信號輸入功率為0 dBm時的仿真結果。由圖8可以看出在射頻輸入功率小于-5 dBm時，混頻器的轉換增益約為7.2 dBm。在射頻輸入功率大于-5 dBm時，混頻器的轉換增益開始衰減，當射頻輸入功率小于0 dBm時，按線性衰減，在射頻輸入功率約為7.5 dBm時，轉換增益為0。

圖9是1 dB壓縮點的確定，該點定義為當輸出信號的功率比基波的線性外推理論值降低1 dB處的功率輸入值。隨著射頻頻輸入功率的變大，輸出功率也在增大，在射頻輸入功率為0 dBm時,增益壓縮1 dB，此點的輸出大約功率為6 dBm，最大輸出功率約為8 dBm。

圖9 1 dB壓縮點

圖10為混頻器輸出信號頻譜圖，其中m1為輸出中頻信號功率，m2為射頻信號泄漏功率，m3為本振信號泄漏功率。為獲得所需中頻信號，只需在片外接低通濾波器即可濾除。

圖10 輸出信號頻譜圖

本文所設計的K波段pHEMT下變頻混頻器工作在中心頻率為24 GHz，提供電源電壓為5 V，本振信號輸入功率為0 dbm時的性能參數(shù)如表1所示，與國內(nèi)外其他文獻相比，本文的設計具有合適的轉換增益及良好的線性度，但相對來說面積稍大，且功耗稍高。

5 結論

本文應用PHEMT工藝設計實現(xiàn)了一款K波段的下變頻混頻器，由版圖仿真結果看出,在LO功率為0 dBm時最大轉換增益為7.2 dB，輸入P1dB為6 dBm。與參考文獻其他混頻器相比，本文的設計部分性能較為良好，可為國產(chǎn)商用K波段混頻器的設計提供一定參考。

表1 本文與部分文獻的參數(shù)對比表

注：CG(Conversion Gain):轉換增益；PLO：本振功率；P1dB：1 dB壓縮點。

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