一種用于低頻漏磁檢測的交流恒流激勵(lì)源

郝憲鋒， 戴永壽， 孫偉峰 ， 王安泉， 陳健飛

(1.中國石油大學(xué)(華東) 信息與控制工程學(xué)院，山東 青島 266580；2.中國石化股份有限公司勝利油田分公司，山東 東營 257000)

0 引 言

近年來，隨著我國工業(yè)化進(jìn)程的不斷推進(jìn)，鐵磁性板材在石油、石化、鐵路、電力等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。然而由于受到內(nèi)外部介質(zhì)腐蝕、設(shè)備本身應(yīng)力腐蝕等原因，在使用過程中會(huì)出現(xiàn)裂紋、坑蝕、壁厚減薄等多種缺陷，給安全生產(chǎn)帶來了隱患。漏磁檢測技術(shù)作為無損檢測技術(shù)的一種，在鐵磁性材料的缺陷檢測中得到了廣泛應(yīng)用。隨著研究技術(shù)的不斷深入，衍生出了低頻交流漏磁檢測技術(shù)。該技術(shù)通過測量缺陷處漏磁場的變化實(shí)現(xiàn)缺陷檢測的目的，被用在鋼板腐蝕檢測及測厚檢測中。目前，低頻漏磁檢測多采用恒壓源作為激勵(lì)源，在使用過程中暴露出了很多弊端[1-3]。①低頻漏磁所用激勵(lì)裝置為帶有磁芯的線圈，其阻抗與頻率有關(guān)。恒定激勵(lì)電壓作用下，當(dāng)激勵(lì)信號(hào)頻率變化時(shí)，線圈中電流發(fā)生變化，從而引起勵(lì)磁強(qiáng)度變化。而根據(jù)漏磁檢測的原理，缺陷處也將引起漏磁強(qiáng)度變化。這樣以來，將無法區(qū)分具體哪種因素造成了漏磁強(qiáng)度變化。另外，在研究頻率變化對漏磁檢測效果的影響時(shí)，需要在每次改變激勵(lì)頻率后，手動(dòng)調(diào)節(jié)激勵(lì)源輸出電壓幅度，以實(shí)現(xiàn)恒定電流激勵(lì)，不僅操作繁瑣，而且誤差大，精度低。②檢測帶有防腐涂層的儲(chǔ)罐底板時(shí)，提離值對檢測結(jié)果影響較大，防腐層的噴涂不均造成了檢測過程中檢測線圈提離值出現(xiàn)較大波動(dòng)。在電壓源激勵(lì)模式下，這種波動(dòng)將帶來激勵(lì)電流的波動(dòng)，降低了激勵(lì)磁場和檢測結(jié)果的穩(wěn)定性。另外，激勵(lì)電流受勵(lì)磁線圈發(fā)熱、檢測現(xiàn)場環(huán)境溫度變化等因素影響，恒壓激勵(lì)條件下電流不恒定，造成激勵(lì)強(qiáng)度變化，影響檢測結(jié)果的穩(wěn)定性和精度[4]。

針對上述問題，本文設(shè)計(jì)了一種適用于鋼板漏磁檢測的低頻交流恒流源，并開展了低頻漏磁檢測實(shí)驗(yàn)研究，利用實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析了其應(yīng)用價(jià)值。

1 設(shè)計(jì)概述

1.1 設(shè)計(jì)指標(biāo)

根據(jù)低頻漏磁檢測技術(shù)需求和試驗(yàn)測試，確定了恒流源的設(shè)計(jì)指標(biāo)：波形頻率可調(diào)，輸出范圍0.005～1 kHz;頻率調(diào)節(jié)步長0.1 Hz;波形幅度可調(diào)，輸出范圍-60～60 V;幅度調(diào)節(jié)步長0.1 V;恒流可調(diào)，恒流輸出范圍0～3 A;電流調(diào)節(jié)步長5 mA。

1.2 系統(tǒng)組成

系統(tǒng)以帶有NIOS軟核處理器的FPGA為設(shè)計(jì)核心，結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，主要包括參數(shù)設(shè)置軟件、FPGA控制器、高速DA轉(zhuǎn)換單元、低通濾波單元、幅度控制單元、功率放大單元、電流采樣單元、有效值轉(zhuǎn)換單元、AD采樣單元、電壓采樣分壓單元、12 V電瓶組、DC/DC升壓模塊和報(bào)警單元[5-6]。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

1.3 工作過程

系統(tǒng)上電后，F(xiàn)PGA控制器通過AD轉(zhuǎn)換單元檢測各路電源供電是否正常，如有故障，將啟動(dòng)報(bào)警單元報(bào)警;如檢測通過，可通過上位機(jī)軟件設(shè)置激勵(lì)頻率和激勵(lì)電流，然后啟動(dòng)輸出。FPGA收到有效設(shè)置和控制命令后，根據(jù)相應(yīng)參數(shù)設(shè)置波形參數(shù)，并將波形輸出送至高速DA轉(zhuǎn)換單元，再經(jīng)過電流轉(zhuǎn)電壓電路，將FPGA輸出的并行波形數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成雙極性的正弦波。利用高階橢圓濾波器濾除高頻干擾，之后利用數(shù)字電位器對其分壓，以調(diào)整輸出電壓大小。再經(jīng)過功率放大單元，提升信號(hào)功率驅(qū)動(dòng)能力。此信號(hào)加至激勵(lì)線圈，便可在其上激勵(lì)出較強(qiáng)幅度的激勵(lì)磁場?？刂破骼秒娏鞑蓸訂卧獙?shí)時(shí)采集電流大小，并通過有效值轉(zhuǎn)換單元轉(zhuǎn)換成直流電壓信號(hào)。NIOS控制器通過外部AD采集器實(shí)時(shí)采集有效值轉(zhuǎn)換單元的輸出電壓，并與設(shè)定值做差值，作為輸入量輸入至PID控制器。經(jīng)過計(jì)算，以數(shù)字電位器位置作為輸出控制量，調(diào)節(jié)輸出電壓，以實(shí)現(xiàn)恒流調(diào)節(jié)與控制。

2 關(guān)鍵技術(shù)

2.1 雙運(yùn)放差分線性功率放大單元的設(shè)計(jì)

以大功率線性集成放大器OPA541為核心設(shè)計(jì)了功率放大單元，OPA541是TI公司的一款高電壓(70 V)供電，且具有大電流(連續(xù)輸出能力5 A，瞬態(tài)輸出電流10 A)輸出能力的線性功率放大芯片。該部分電路設(shè)計(jì)原理如圖2所示，U5、R75、R76、R77組成了第1級(jí)放大電路，設(shè)第1級(jí)輸入電壓為Ui，當(dāng)電阻R75=R76時(shí)，可知U5的輸出為 -Ui。為了提高輸出電壓幅度，采用兩片功率放大器OPA541組成雙運(yùn)放差分輸出功率放大電路。其輸入分別為Ui和-Ui，當(dāng)U5和U6外圍電阻選擇相同阻值時(shí)，其輸出Uo1和Uo2的幅度大小相等，相位相差180°。采用差分方式連接負(fù)載，輸出電壓提升了1倍，提高了負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力[7-8]。

圖2 功率放大單元電路

電路放大倍數(shù)由電阻R83、R84、R87和R88決定，通過調(diào)節(jié)R83與R84的阻值即可調(diào)節(jié)電壓放大倍數(shù)。電容C81～C84和C87～C90是電源濾波電容。D5～D8是保護(hù)二極管，目的是吸收感性負(fù)載斷電瞬間產(chǎn)生的高壓脈沖。另外，OPA541具有限流保護(hù)功能，Ra和Rb為輸出限流電阻，通過改變其阻值即可改變功放芯片最大可允許輸出電流，達(dá)到限流目的。

2.2 恒流控制

電流檢測的精度和控制算法的優(yōu)劣將直接影響最終輸出電流控制的精度和穩(wěn)定性，因此恒流控制是設(shè)計(jì)的重點(diǎn)環(huán)節(jié)。

(1) 電流檢測電路設(shè)計(jì)。選用Allegro公司的線性電流傳感器ACS712實(shí)現(xiàn)電流檢測[9-10]。該芯片有3種型號(hào)，量程分別為5、20和30 A，設(shè)計(jì)中恒流源最大輸出電流限制為3 A，所以選用具體型號(hào)為ACS712ELCTR-05B-T的傳感器，其量程為5 A，電流檢測靈敏度為185 mV/A。采用5 V電壓供電，檢測交流電流I時(shí)，其輸出電壓Uout與檢測電流的關(guān)系為：Uout=I×0.185+2.5。ACS712輸出信號(hào)是與被測電流成比例的交流信號(hào)，為方便AD采集及處理，采用AD公司的真有效值轉(zhuǎn)換芯片AD637實(shí)現(xiàn)有效值轉(zhuǎn)換，AD637是一款高精度，寬帶有效值的直流轉(zhuǎn)換器。通過改變其外部調(diào)整電路參數(shù)，可實(shí)現(xiàn)不同應(yīng)用條件下的精確測量。具體的電流檢測及真有效值轉(zhuǎn)換電路如圖3所示。

U8及外圍電路構(gòu)成了電流檢測電路，電容C40為濾波器設(shè)置電容，與內(nèi)部電路構(gòu)成了低通濾波器，提高了低電流測量精度。D9是雙向穩(wěn)壓二極管，目的是吸收感性負(fù)載斷電瞬間產(chǎn)生的高壓脈沖。U9及外圍電路構(gòu)成了改進(jìn)型的真有效值轉(zhuǎn)換電路，其4管腳為輸入失調(diào)電壓調(diào)整端，通過調(diào)整電位器阻值，調(diào)節(jié)輸入失調(diào)電壓值。C42～C45為電源濾波和旁路電容。C46是低通濾波器濾波電容，通過增加其容量可減少紋波電壓造成的交流誤差，但會(huì)延長測量時(shí)間。為了解決這一矛盾，設(shè)計(jì)了雙極性濾波器，首先，利用電容C46構(gòu)成第一級(jí)濾波器，其電容值選擇1 μF，另外利用C48、R36、R35構(gòu)成第2級(jí)濾波器，濾除低頻分量，在不增加平均濾波電容C46容量的調(diào)節(jié)下，減少紋波對測量結(jié)果的影響[11-12]。

圖3 電流采樣及轉(zhuǎn)換電路

(2) 恒流控制方法。電流檢測過程受電源紋波、電流檢測傳感器精度、真有效值轉(zhuǎn)換單元精度、AD轉(zhuǎn)換器件的性能等多個(gè)環(huán)節(jié)影響，難以用精確的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行描述。而可以利用電流形成閉環(huán)反饋，因此適合選用PID控制算法。設(shè)計(jì)中選用了增量型PID算法:

Δu(k)=q0e(k)+q1e(k-1)+q2e(k-2)

(1)

式中:e(k)是電流誤差;Δu(k)是輸出控制量的增加值，即電位器位置變化量;q0、q1和q3是常量;Kp、TI和Td分別為控制器的比例系數(shù)、積分時(shí)間和微分時(shí)間;而

由此可見，只需要得到e(k-1),e(k-2)和u(k-1)3個(gè)歷史數(shù)據(jù)，即可以利用Δu(k)和Δu(k-1)得到u(k)。編制程序時(shí)，只需要保存3個(gè)歷史數(shù)據(jù)，大大節(jié)省了存儲(chǔ)空間，提高了程序執(zhí)行效率[13-14]。

2.3 恒流幅度修正

恒流源的設(shè)計(jì)過程中，采用閉環(huán)負(fù)反饋方式實(shí)現(xiàn)電流恒流控制，但是電流值精度不僅取決于恒流控制算法，也在很大程度受到反饋網(wǎng)絡(luò)的檢測精度影響。設(shè)計(jì)中采用電流采樣芯片對輸出電流值采樣，并經(jīng)過真有效值轉(zhuǎn)換電路將電流交流采樣值轉(zhuǎn)換成直流電壓輸出，再由AD采樣芯片采樣獲得反饋量。該檢測和轉(zhuǎn)換過程涉及多個(gè)環(huán)節(jié)，誤差被積累放大，因此無法保證較高的采樣精度。為了得到準(zhǔn)確且線性度較好的采樣值，選用最小二乘法對多組電流測量值進(jìn)行了修正擬合[15],如表1所示。

表1 電流修正數(shù)據(jù)表

首先以低頻漏磁激勵(lì)線圈為負(fù)載，利用上位機(jī)軟件設(shè)置固定頻率30 Hz的多組電流輸出值，用電流表測量并記錄實(shí)際輸出值。在此，為了便于描述修正過程，用I′標(biāo)識(shí)輸出電流值，I′標(biāo)識(shí)輸出電流實(shí)際測量值,并將I′視作I的一次線性函數(shù)，設(shè)置K和P是常數(shù)，I′和I的函數(shù)關(guān)系可描述為：

I′=P+KI

(2)

根據(jù)最小二乘法的直線擬合方法，所擬合出的直線斜率與截距分別為：

將實(shí)驗(yàn)所測數(shù)據(jù)I和I′代入式(3)、(4)求出常數(shù)K和P，即可求出直線的一次線性擬合方程：

I′=1.084I+0.003 5

(5)

將電流設(shè)定值代入式(5)中，得到修正后電流設(shè)置值，然后以該組值為設(shè)置值重新對電流輸出強(qiáng)度進(jìn)行設(shè)置，用電流表測量修正后的實(shí)際輸出值，將預(yù)設(shè)電流、修正前實(shí)測電流、修正后電流設(shè)定值和修正后電流實(shí)測值整理，計(jì)算電流輸出相對誤差(見表1)。

從誤差數(shù)據(jù)可知，電流輸出誤差控制在了4%以內(nèi)，達(dá)到了較好的恒流效果，可提高低頻漏磁檢測精度。

3 低頻漏磁檢測實(shí)驗(yàn)

利用所研制恒流激勵(lì)源，針對測試鋼板試件開展了低頻漏磁檢測實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)實(shí)物圖如圖4所示。

圖4 低頻漏磁檢測實(shí)驗(yàn)

3.1 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)組成及原理

低頻漏磁檢測系統(tǒng)主要由激勵(lì)源、激勵(lì)線圈、信號(hào)調(diào)理電路、示波器和鋼板試件組成。首先利用激勵(lì)源產(chǎn)生恒定電流的低頻交流激勵(lì)信號(hào)，施加于激勵(lì)線圈，在激勵(lì)線圈和鋼板試件組成的閉合回路中產(chǎn)生交變磁場。在無缺陷處，大部分磁場從磁芯和鋼板試件內(nèi)部穿過，只有少部分磁場分布于周圍空間，此時(shí)檢測線圈可檢測到幅度較小的漏磁場信號(hào)。在缺陷處，周圍磁阻增大，磁力線分布發(fā)生畸變，其周圍漏磁場增強(qiáng)，檢測線圈中磁場信號(hào)增強(qiáng)。利用信號(hào)調(diào)理電路對檢測線圈輸出信號(hào)進(jìn)行濾波、放大處理，使干擾信號(hào)變小，漏磁信號(hào)增強(qiáng)。然后利用示波器觀察缺陷處和非缺陷處檢測信號(hào)幅值及相位變化，實(shí)現(xiàn)對缺陷的定性分析及定量估算。

3.2 實(shí)驗(yàn)實(shí)施過程

分別采用恒壓源和恒流源作為低頻漏磁檢測激勵(lì)源，針對裂紋缺陷試件(缺陷描述：長度5 cm，寬度2 mm，深度4 mm)開展了低頻交流漏磁檢測實(shí)驗(yàn)。通過小幅度改變線圈提離值，模擬帶有防腐涂層的鋼板檢測中涂層不均勻引起提離值變化的工況。研究兩種檢測方式下提離值小幅度變化對檢測精度的影響。

(1) 設(shè)定線圈初始提離值為3 mm，設(shè)置激勵(lì)源輸出頻率為25 Hz，電流為1 A，啟動(dòng)恒流輸出模式。

(2) 在無缺陷處，利用檢測線圈采集檢測信號(hào)峰值及激勵(lì)信號(hào)與檢測信號(hào)的相位差，并存儲(chǔ)數(shù)據(jù)。

(3) 沿裂紋缺陷垂直方向移動(dòng)激勵(lì)線圈至缺陷正上方，利用檢測線圈采集檢測信號(hào)峰值及激勵(lì)信號(hào)與檢測信號(hào)的相位差，并存儲(chǔ)數(shù)據(jù)。

(4) 依次改變線圈提離值(1.5、2.0、2.5、3.5，4.0、4.5 mm)，重復(fù)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)步驟(2)、(3)，得到另外6組實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。

(5) 重復(fù)設(shè)定線圈初始提離值為3 mm，設(shè)置激勵(lì)源輸出頻率為25 Hz，電壓峰峰值為60 V，啟動(dòng)恒壓輸出模式。

(6) 重復(fù)實(shí)驗(yàn)步驟(2)～(4)，得到恒壓激勵(lì)模式下的7組實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。

3.3 實(shí)驗(yàn)處理

以3 mm提離值為參考(假定防腐涂層均勻處厚度為3 mm)，對上述實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)進(jìn)行計(jì)算處理，得到如圖5所示的曲線。曲線中橫坐標(biāo)描述了提離值的變化，縱坐標(biāo)描述了缺陷處檢測信號(hào)相比于3 mm提離值無缺陷處測量值的電壓變化率。

圖5 恒壓和恒流激勵(lì)結(jié)果比較

恒流源激勵(lì)模式下，在提離值小幅度變化范圍內(nèi)，缺陷處檢測電壓幅值變化更明顯，即本文所述恒流激勵(lì)源有效提高了低頻交流漏磁檢測的檢測精度和穩(wěn)定性。

4 結(jié) 語

本文介紹了一種低頻交流恒流源的設(shè)計(jì)方法，其輸出頻率和電流均可在調(diào)節(jié)范圍內(nèi)靈活調(diào)節(jié)，輸出信號(hào)精度高、失真低、穩(wěn)定性好。恒流源研制成功后，以其作為激勵(lì)源開展了低頻漏磁檢測實(shí)驗(yàn)，與恒壓源激勵(lì)實(shí)驗(yàn)效果相比，檢測精度和穩(wěn)定性得到了較大幅度提高，滿足低頻漏檢測的特殊應(yīng)用需求。

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