低壓微網(wǎng)逆變器自適應(yīng)諧波下垂控制策略

黃駿翅，曾 江，楊 林，黃仲龍

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510640)

0 引言

近年來，我國對可再生能源的開發(fā)和利用尤為重視，全面提高對可再生能源發(fā)電的支持，逐步實現(xiàn)能源結(jié)構(gòu)的戰(zhàn)略調(diào)整，而微網(wǎng)是可再生能源分布式發(fā)電規(guī)?；瘧?yīng)用的有力解決途徑[1-3]。但是，隨著電力電子裝置在微網(wǎng)中的應(yīng)用和非線性負(fù)載的大量接入，導(dǎo)致微網(wǎng)公共連接點PCC(Point of Common Coup-ling)處的電壓發(fā)生畸變，對接入的電力設(shè)備造成惡劣的影響。針對該問題，一般采用有源電力濾波器APF(Active Power Filter)來治理諧波，但專門的電能質(zhì)量治理裝置的安裝成本高、功能單一，并且容量利用率低、經(jīng)濟性較差、推廣難度大?？紤]到微網(wǎng)中分布式電源逆變器與APF在拓?fù)浜涂刂粕鲜窍嗨频?，一般具有較大的容量裕度，且其離微網(wǎng)PCC處的用電設(shè)備和諧波源較近，易于就地治理，因此有學(xué)者提出利用分布式電源逆變器對微網(wǎng)PCC進行諧波治理，并已有了大量的研究成果[4-13]。

文獻[4-8]提出了一種光伏并網(wǎng)和有源濾波統(tǒng)一控制策略，在實現(xiàn)最大功率點跟蹤MPPT(Maximum Power Point Tracking)的前提下，檢測負(fù)載電流的無功分量和諧波分量，利用逆變器的剩余容量對其進行補償。這種策略能最大化補償諧波源產(chǎn)生的諧波電流和無功功率，但需額外的電流互感器對固定諧波源進行采集，在諧波源較多或其分布較散的情況下，都需增大傳感器和線路的成本；文獻[9-11]提出一種分頻虛擬電阻的多逆變器并聯(lián)控制策略，通過減小逆變器在各次諧波頻率下的等效輸出電阻，有效地分擔(dān)各次諧波功率，從而改善各并聯(lián)逆變器輸出電壓的質(zhì)量，但該策略的主要控制目標(biāo)是各并聯(lián)逆變器間的諧波環(huán)流，無法進一步補償PCC處的諧波源電流，因此不能充分利用其容量進行諧波治理；文獻[12-13]提出一種并聯(lián)諧波阻尼型逆變器控制策略，該策略通過控制逆變器的輸出諧波電流和諧波電壓成固定比例，使逆變器在外特性上表現(xiàn)為純阻性，利用虛擬諧波阻尼的分壓作用有效地抑制PCC處的諧波電壓，但由于逆變器輸電線路阻抗的差異，難以實現(xiàn)各并聯(lián)逆變器按容量治理諧波。

針對以上控制策略存在的不足，本文參考基波魯棒性下垂控制[14-15]在調(diào)壓調(diào)頻的同時能按容量精確分配各并聯(lián)逆變器功率的基本原理，提出了一種低壓微網(wǎng)逆變器自適應(yīng)諧波下垂控制策略，在無互聯(lián)通信線以及負(fù)載電流傳感器的情況下，實現(xiàn)PCC處電壓諧波抑制以及各逆變器間諧波的功率分配，并在魯棒性諧波下垂控制的基礎(chǔ)上，設(shè)計了基于PCC處電壓諧波檢測的下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)器，以適應(yīng)不同大小的系統(tǒng)側(cè)諧波源和非線性負(fù)載。

首先，將基波魯棒性下垂控制的思想引入諧波控制上，建立和分析了魯棒性諧波下垂控制的控制框圖，并根據(jù)魯棒性下垂控制應(yīng)用至諧波控制額定工況的特殊性，對其進行簡化設(shè)計，并在此基礎(chǔ)上設(shè)計了下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)策略；然后，設(shè)計了基于自適應(yīng)諧波下垂控制的整體控制結(jié)構(gòu)及其電流跟蹤方案；最后，通過PSCAD仿真以及硬件實驗對本文所提策略進行驗證。

1 魯棒性諧波下垂控制建模與優(yōu)化

1.1 魯棒性諧波下垂控制建模

多逆變器并聯(lián)的典型微網(wǎng)等效電路見附錄A中圖A1，逆變器、線性負(fù)載和非線性負(fù)載共同并聯(lián)在交流母線PCC上，并網(wǎng)運行時PCC與系統(tǒng)相連，本文主要針對并網(wǎng)場景進行設(shè)計與分析。

(1)

(2)

圖1 魯棒性諧波下垂控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Structure diagram of Robust harmonic droop control

一般φh很小[15]，故式(1)、式(2)可分別簡化為式(3)、式(4)。

(3)

(4)

(5)

ωh=mh(Qh-Qhset)+hω1

(6)

其中，ωh為無功下垂控制器的輸出值，經(jīng)積分后得到φh。由于Rvir_k太大會引起系統(tǒng)不穩(wěn)定[17-18]，故難以實現(xiàn)逆變器串聯(lián)總阻抗按容量匹配。為了增大功率按容量分配的魯棒性，在有功功率控制的前饋通道上增加積分環(huán)節(jié)，并引入PCC處諧波電壓幅值負(fù)反饋抑制諧波電壓[15]。整體的魯棒性諧波下垂控制如圖1所示。根據(jù)式(3)、(4)，圖1所示控制策略的等效框圖如圖2所示。

圖2 魯棒性諧波下垂控制等效框圖Fig.2 Equivalent structure diagram of Robust harmonic droop control

當(dāng)系統(tǒng)到達穩(wěn)態(tài)時，積分器的輸入信號等于0，同時PCC處的h次諧波頻率等于逆變器的h次諧波頻率，即有ωhL=hω1，結(jié)合圖2有：

nh(Phset-Ph)=UhL-Uhset

(7)

Qh=0

(8)

PCC處電壓幅值UhL、諧波電壓設(shè)定值Uhset對于每個逆變器都相同，而各逆變器間下垂系數(shù)與其容量成反比，由式(7)可知，各逆變器的諧波功率Ph嚴(yán)格按照逆變器容量分配，而與線路阻值無關(guān)，由此在理論上證明了魯棒性諧波下垂控制的有效性。至此，參照基波的魯棒性下垂控制建立了魯棒性諧波下垂控制的基本控制結(jié)構(gòu)。

1.2 魯棒性諧波下垂控制簡化設(shè)計

從圖1所示的控制框圖可知，該控制策略難以實現(xiàn)，一方面，諧波功率的精確計算以及PCC處諧波電壓的提取，都需加低通濾波器濾除其他次數(shù)諧波和基波分量，或者需采用傅里葉變換提取頻譜，從而造成了閉環(huán)反饋通道的延時，嚴(yán)重影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性；另一方面，虛擬阻抗的特性由逆變器輸出電流至輸出電壓的傳遞函數(shù)決定，該傳遞函數(shù)在高頻段必存在相位滯后，導(dǎo)致諧波虛擬阻抗呈阻感性，無法實現(xiàn)諧波有功和無功的解耦控制。因此，魯棒性諧波下垂控制要應(yīng)用在實際必須做進一步的改進?，F(xiàn)做以下簡化，在無非線性負(fù)載和系統(tǒng)側(cè)無諧波電勢的情況下，諧波有功、無功、PCC處諧波電壓均為0，以此為額定工況，可設(shè)Phset、Qhset、Uhset為0，則式(7)可簡化為式(9)。

Ph=-UhL/nh

(9)

由式(9)可得逆變器入網(wǎng)h次諧波電流Ih的表達式如式(10)所示。

Ih=(Ph- jQh)/UhL=-1/nh

(10)

由式(10)可見，魯棒性諧波下垂控制的控制效果與恒逆變器輸出電流等效，且輸出h次諧波電流幅值Ih為有功下垂系數(shù)的倒數(shù)，相位與PCC點h次諧波電壓相位相反。

1.3 下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)控制策略設(shè)計

有功下垂系數(shù)取決于負(fù)載有功的變化范圍和PCC處電壓幅值允許的范圍，但負(fù)載諧波有功的變化范圍難以預(yù)測，故提出下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)控制策略，其控制流程圖如圖3所示。圖中，ki為與逆變器容量成正比的固定系數(shù)，而每臺逆變器的自適應(yīng)下垂增量值ΔIset、h次諧波電壓上閾值UhsetH、h次諧波電壓下閾值UhsetL都設(shè)為相同的定值。當(dāng)逆變器并聯(lián)的母線與電網(wǎng)間的總開關(guān)合上后，逆變器同時檢測到電網(wǎng)電壓進行初始化，或所有逆變器每天定時進行初始化，即令h次諧波電流為0。當(dāng)各逆變器檢測到PCC處諧波電壓的幅值大于UhsetH或小于UhsetL時，經(jīng)一段時間的延時以確保每個逆變器都檢測到上述越界信號，再根據(jù)圖3所示算法對輸出電流Ih進行修正，所有逆變器按容量比例同時增加或減小輸出電流Ih，由式(9)和(10)可知，各逆變器諧波功率按其容量分配。下文將解釋該策略調(diào)節(jié)諧波電壓的機理。

圖3 下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)流程圖Fig.3 Flowchart of adjusting droop coefficient adaptively

附錄A的圖A1中PCC的右邊部分，即包含系統(tǒng)諧波電勢、系統(tǒng)阻抗、負(fù)載阻抗和諧波電流源的部分，可用戴維南等效電路表示，即可以用一個諧波空載電勢Eheq和諧波電阻Rheq串聯(lián)在PCC處表示，易得PCC處諧波有功與端電壓的網(wǎng)絡(luò)特性，如式(11)所示。

(11)

由式(11)可以看出，Ph與UhL的關(guān)系是關(guān)于UhL=Eheq/2對稱、開口朝上的拋物線，如圖4中曲線Pgh1(UhL)、Pgh2(UhL)和Pgh3(UhL)所示。由式(9)可得逆變器下垂特性曲線。圖4中，曲線Pih1(UhL)和Pih2(UhL)為所有逆變器的總下垂特性，即為各逆變器下垂特性曲線在縱軸上的疊加，該曲線的斜率即為所有逆變器輸出的h次諧波電流幅值的之和Ihsum的相反數(shù)。另外，從式(9)可以看出，該策略需占用逆變器的剩余容量，為了準(zhǔn)確調(diào)節(jié)特定次數(shù)的諧波電壓，單個逆變器只能同時治理有限次數(shù)的諧波，如同時治理典型次數(shù)5、7次的諧波。若想治理更多次數(shù)的諧波，可對PCC處的逆變器進行分組處理，每組負(fù)責(zé)治理特定的諧波。

圖4 下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)Fig.4 Adaptive adjustment of droop coefficient

現(xiàn)以圖4所示的調(diào)節(jié)過程為例解釋諧波電壓的調(diào)節(jié)機理。

a. 當(dāng)Eheq較小時，網(wǎng)絡(luò)特性曲線為Pgh1(UhL)，當(dāng)Ihsum=0時，系統(tǒng)運行在點A，此時，諧波電壓的幅值UhL>UhsetH，下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)器調(diào)整下垂系數(shù)，即增大Ihsum，此時逆變器總下垂特性為Pih1(UhL)，與Pgh1(UhL)交于點B，可見，點B的h次諧波電壓幅值在設(shè)定的范圍內(nèi)。

b. 當(dāng)Eheq增大、網(wǎng)絡(luò)特性曲線為Pgh2(UhL)時，系統(tǒng)運行在點C，此時，h次諧波電壓幅值依然在設(shè)定的范圍內(nèi)，可見，Eheq在一定范圍內(nèi)變化時，固定的Ihsum能使諧波電壓控制在設(shè)定范圍內(nèi)。另外，類比同步發(fā)電機的一次調(diào)頻下垂特性可知，在Ihsum固定的范圍內(nèi)可同時抑制諧波電壓以及諧波有功功率的波動。

c. 當(dāng)Eheq繼續(xù)增大、網(wǎng)絡(luò)特性曲線為Pgh3(UhL)時，系統(tǒng)運行在點D，下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)控制器在檢測到諧波電壓過大后，增大Ihsum值，逆變器總下垂特性為Pih2(UhL)，此時系統(tǒng)運行在點E，諧波電壓控制在設(shè)定范圍內(nèi)。同理，當(dāng)Eheq變小后，網(wǎng)絡(luò)特性變?yōu)镻gh2(UhL)，逆變器總下垂曲線調(diào)節(jié)為Pih1(UhL)，系統(tǒng)從點E回到點C。

d. 另外有2種特殊情況，第一種情況是Eheq增大后逆變器檢測到UhL>UhsetH而增大Ihsum值，但Eheq回到原值后UhL卻未低于UhsetL，這種情況會使逆變器在同一上下閾值電壓下輸出較高的Ihsum值，同理Eheq先下降后回升，有可能使得逆變器運行在較低的Ihsum值；第二種情況是Eheq的增大使逆變器增大Ihsum值后又使UhL

圖5 自適應(yīng)諧波下垂控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.5 Structure diagram of adaptive harmonic droop control system

2 基于諧波下垂控制的電流跟蹤方案

(12)

其中，kp為比例系數(shù)；ωc為截止頻率；krh為諧振比例系數(shù)。該控制器在設(shè)定諧波頻率處有較高的增益，且截止頻率ωc的引入可以有效地減小電網(wǎng)頻率偏移對逆變器輸出電流的影響。另外，在多準(zhǔn)PR控制器后引入電網(wǎng)電壓前饋以抑制電壓擾動，引入電容電流負(fù)反饋以增加系統(tǒng)的阻尼[19]。PCC處諧波電壓的變化周期較長，而準(zhǔn)PR控制器具有較高的動態(tài)性能，DFT又具有較高的檢測速度，故本文方案能精確調(diào)節(jié)PCC處諧波電壓。

根據(jù)圖5所示結(jié)構(gòu)框圖，可求得參考電流i*至逆變器輸出電流i2的開環(huán)傳遞函數(shù)與閉環(huán)傳遞函數(shù)，分別如式(13)、式(14)所示。

(13)

(14)

取L1=0.74mH、L2=55μH、Cc=6.6μF、KPWM=1，綜合考慮系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗擾性[20]，選取多準(zhǔn)PR控制器的參數(shù)為kp=4、kr1=200、kr5=200、kr7=200，ωc=5rad/s，電容電流反饋系數(shù)kc=15。將以上參數(shù)代入式(13)、(14)可得到相應(yīng)的波特圖，見附錄B中圖B1。從圖B1(a)的開環(huán)波特圖可見，系統(tǒng)的幅值裕度為12.1dB，相位裕度為78.8°，均滿足穩(wěn)定性要求；從圖B1(b)的閉環(huán)波特圖可見，該閉環(huán)系統(tǒng)頻率響應(yīng)在基波、5次和7次諧波相對應(yīng)的頻率下均呈現(xiàn)幅值接近0、相位接近0°，可見本文所提電流跟蹤算法對設(shè)定次諧波具有較高的跟蹤精度。

3 仿真與實驗

為了驗證所提控制策略的有效性，采用PSCAD仿真軟件構(gòu)造2條逆變電源支路、2條由不可控整流橋接電阻負(fù)載的非線性負(fù)載支路，以及用三相基波電壓源、三相5、7次諧波電壓源和阻抗串聯(lián)等效的微網(wǎng)系統(tǒng)側(cè)電路，其連接方式與附錄A中圖A1一致。其中逆變器1的容量為10kW，逆變器2容量為15kW，兩者均為NPC三電平電壓源型逆變器。由于逆變器直流電容電壓控制不作為本文的研究對象，仿真中用2個幅值為325V的理想直流電壓源并聯(lián)在逆變器直流側(cè)，基波電流指令設(shè)定為恒定值，逆變器1的基波指令電流有效值為7.5A，逆變器2的基波指令電流有效值為11.3A，kPWM經(jīng)標(biāo)幺化處理后為1。非線性負(fù)載支路1所接電阻為80Ω，非線性負(fù)載支路2所接電阻為20Ω，分別代表大非線性負(fù)載和小非線性負(fù)載。系統(tǒng)基波電勢為220V，5次諧波電勢為4.5V，7次諧波電勢為3V，系統(tǒng)側(cè)等效阻抗Zs=0.1+ j0.01Ω。多準(zhǔn)PR控制器參數(shù)和電容電流反饋系數(shù)與第2節(jié)相同。自適應(yīng)下垂控制的工作步長為0.06s。其余仿真參數(shù)如下：逆變橋側(cè)電感L1=0.74mH，入網(wǎng)側(cè)電感L2=55μH，濾波電容Cc=6.6μF，載波頻率fc=20kHz，逆變器線路阻抗Zline=0.15+j0.015Ω，自適應(yīng)下垂增量值ΔIset=2A，逆變器1下垂增量系數(shù)k1=1，逆變器2下垂增量系數(shù)k2=1.5，5次諧波上閾值電壓U5setH=4V，5次諧波的下閾值電壓U5setL=3V，7次諧波的上閾值電壓U7setH=3V，7次諧波下閾值電壓U7setL=2V。

圖6 仿真結(jié)果Fig.6 Simulative results

仿真時間為1s，仿真過程如下：2臺逆變器在0.2s 啟動自適應(yīng)諧波下垂控制，0.4s時合上非線性負(fù)載支路1，0.6s時合上非線性負(fù)載支路2，0.8s同時斷開以上2個負(fù)載，其仿真波形如圖6所示。在0.2s之前，自適應(yīng)諧波下垂控制尚未啟動，2臺逆變器的輸出諧波電流、諧波功率均為0，此時5次諧波電壓為4.5V，7次諧波電壓為3V。0.2s時刻，啟動自適應(yīng)下垂控制，2臺逆變器分別調(diào)節(jié)各自的輸出諧波電流，其中逆變器1的5次諧波電流為4A、7次諧波電流為2A，逆變器2的5次諧波電流為6A、7次諧波電流為3A；PCC處5次諧波電壓下降至3.5V， 7次諧波電壓降至2.5V。0.4s時刻，小非線性負(fù)載支路1合上，使5、7次諧波電壓均有所增大，但均未超過閾值，因此，2臺逆變器的諧波電流均未改變，此過程相當(dāng)于下垂系數(shù)固定的常規(guī)魯棒性下垂控制，起到抑制諧波電壓和諧波功率波動的作用。0.6s時刻合上大非線性負(fù)載支路2，5次諧波電壓超過上閾值，2臺逆變器分別調(diào)節(jié)其5次諧波電流至6A 和9A，5次諧波電壓被有效地控制在4V以內(nèi)，而7次諧波電壓未超過閾值所以7次諧波電流均未改變。0.8s時刻，切除2條非線性負(fù)載支路，PCC處5次諧波電壓低于下閾值，2臺逆變器分別調(diào)節(jié)5次諧波電流至4A和6A。整個過程中，5、7次諧波電壓有效值均控制在上、下閾值之間。圖6(b)中UL50和UL70分別為同樣工況下未采用諧波下垂控制PCC處的5次諧波電壓和7次諧波電壓，從中可見，采用諧波下垂控制后，各諧波電壓都有較大幅度的減小。由圖6(c)、(d)可見，除了短時間的調(diào)節(jié)過程，兩逆變器的諧波有功功率均按逆變器容量分配，而諧波無功功率均控制為0，符合第1節(jié)的理論。圖6(e)、(f)為0.3～0.34s內(nèi)2臺逆變器的輸出電流波形圖。

圖7 電壓、電流波形圖Fig.7 Voltage and current waveforms

圖8 PCC處諧波電壓變化Fig.8 Harmonic voltage at PCC

圖9 逆變器諧波電流變化Fig.9 Harmonic current of inverters

為了進一步驗證本文所提方法，研制了2臺10kW三相三線制逆變器樣機，其直流側(cè)分別由2套340V蓄電池組經(jīng)Boost電路供電，Boost電路的輸入電感為0.84mH，逆變器直流側(cè)電容Cdc1=Cdc2=150μF，LCL濾波器參數(shù)為LLCL1=0.74mH，CLCL=6.6μF，LLCL2=55μH。電流互感傳感器采用Allegro公司的ACS758LCB-050B-PFF-T，而電壓傳感器采用電阻分壓采樣，兩者的精度基本可以滿足要求。數(shù)字控制系統(tǒng)的主控DSP芯片為TI公司的TMS320F28335。實驗記錄儀器使用3196電能質(zhì)量分析儀。由于實驗室沒有大功率的非線性負(fù)載，受實驗條件的約束，實驗中用2臺逆變器樣機并于電網(wǎng)進行相關(guān)實驗，PCC處不接負(fù)載，但仍可通過對電網(wǎng)自帶背景諧波電壓的抑制作用驗證本文所提策略。為了突出功率分配的效果，實驗中假設(shè)2臺逆變器的容量比為2∶3。其中Boost電路控制蓄電池的輸出功率，逆變器1為2kW，逆變器2為3kW，而逆變器直流側(cè)電容電壓由逆變器基波電流控制。自適應(yīng)諧波下垂控制參數(shù)如下：5次諧波電壓上閾值U5setH設(shè)為2V，7次諧波電壓上閾值設(shè)為U7setH設(shè)為1.5V，5、7次諧波電壓下閾值電壓均設(shè)為0.5V，逆變器1下垂增量系數(shù)k1設(shè)為1，逆變器2下垂增量系數(shù)k2設(shè)為1.5，自適應(yīng)下垂增量值ΔIset設(shè)為0.5A。另外，下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)步長設(shè)為3s，使得3196電能質(zhì)量分析儀能檢測到諧波電壓的調(diào)節(jié)過程，調(diào)節(jié)器在14s時刻啟動。為了對比2臺逆變器的輸出電流，3個電流鉗分別箝位在逆變器1、逆變器2和匯流線的B相輸電線路，實驗波形如圖7所示。從圖7可見，基于本文所提控制策略的逆變器不再單純輸出基波電流，還包含與需抑制諧波電壓相同次數(shù)且大小與逆變器容量成比例的諧波電流。該輸出電流波形與仿真中的波形有所差異，這主要是因為兩者的系統(tǒng)諧波電阻Rheq以及所設(shè)定的諧波電壓閾值均是有差異的。3196電能質(zhì)量分析儀記錄的調(diào)節(jié)過程如圖8、9所示。14s之前，未啟動諧波下垂控制，PCC處5次諧波電壓和7次諧波電壓均超過所設(shè)閾值；14s啟動諧波下垂控制，經(jīng)過3個步長的調(diào)節(jié)，諧波電壓均抑制在閾值范圍內(nèi)。從圖9可見，調(diào)節(jié)完成后2臺逆變器的諧波電流均與容量成比例。諧波下垂控制使能前、后PCC處電壓頻譜分別如附錄C中圖C1和圖C2所示。從圖C1、圖C2可知，使用本文所提控制策略后，5次諧波電壓由2.65V降至1.52V、7次諧波電壓由2.26V降至1.22V，兩者均降至所設(shè)上閾值電壓之下。從上述實驗結(jié)果可見，本文所提控制策略對PCC處諧波電壓產(chǎn)生了抑制作用，并能限制其在設(shè)定范圍內(nèi)。

4 結(jié)論

本文提出、設(shè)計了低壓微網(wǎng)逆變器自適應(yīng)諧波下垂控制策略，通過第1節(jié)的數(shù)學(xué)建模、理論分析，初步證明該策略能使PCC處諧波電壓抑制在設(shè)定范圍內(nèi)，并能使各逆變器按容量分配諧波功率，同時PSCAD仿真結(jié)果和實驗平臺的實驗結(jié)果都得到了與理論分析相同的效果，進一步驗證了該策略的有效性。

基于基波的魯棒性下垂控制研究已逐漸成熟，而本文所提策略也是基于其在調(diào)壓調(diào)頻的同時能按容量精確分配各并聯(lián)逆變器功率的基本原理進行設(shè)計的，但不同于已有文獻的是：本文所提策略的控制目標(biāo)是諧波電壓和諧波功率，并根據(jù)魯棒性下垂控制應(yīng)用于諧波控制額定工況的特殊性進行了簡化設(shè)計，在此基礎(chǔ)上，還設(shè)計了下垂系數(shù)自適應(yīng)調(diào)節(jié)策略和多準(zhǔn)PR電流跟蹤方案。

針對多臺并聯(lián)逆變器對PCC進行電壓諧波治理的應(yīng)用場合，本文所提控制策略較其他方法具有以下優(yōu)點：

a. 各逆變器獨立、自治地參與微網(wǎng)諧波治理，無需通信線和負(fù)載電流傳感器，節(jié)省成本，諧波治理功能即插即同；

b. 可適應(yīng)不同大小的系統(tǒng)側(cè)諧波源和非線性負(fù)載，通過自適應(yīng)控制使PCC處諧波電壓抑制在設(shè)定范圍內(nèi)；

c. 各逆變器治理諧波電壓所吸收的諧波功率按容量分配。

本文所提策略在典型低壓微網(wǎng)諧波抑制上不僅具有較高的工程價值，而且易于實現(xiàn)，但該策略只適用于所有逆變器都并聯(lián)于同一PCC的工況，不能應(yīng)用于微網(wǎng)其他更為復(fù)雜的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。針對上述存在的問題，筆者下一步將結(jié)合模糊控制和諧波下垂控制進行研究，以減小本文所提策略對PCC處諧波電壓反饋的依賴。

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