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    高速ADC中具有失調(diào)對消的采樣保持電路設計

    2018-05-09 02:48:28劉勇聰王建業(yè)
    火力與指揮控制 2018年4期
    關(guān)鍵詞:時鐘分量電容

    劉勇聰,王建業(yè),連 振

    (空軍工程大學防空反導學院,西安 710051)

    0 引言

    超寬帶雷達和通信系統(tǒng)的迅速發(fā)展對模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)采樣速率的要求越來越高。而采樣保持電路(THC)可大幅度提高ADC的動態(tài)性能,在設計超高速ADC時,THC是必不可少的部分,其直接決定ADC的采樣速率、帶寬、線性度等性能。隨著采樣速率的增加,ADC內(nèi)部的失調(diào),尤其是比較器失調(diào)越發(fā)明顯,嚴重影響ADC整體性能,因此,消除ADC高速采樣時的失調(diào)量十分必要。在已有的失調(diào)消除技術(shù)中,文獻[1-2]介紹了電阻平均失調(diào)對消技術(shù),文獻[3]采用電容平均消除失調(diào)技術(shù),而文獻[4]則運用綜合電阻、電容平均技術(shù)來消除失調(diào),文獻[5]采用數(shù)字修調(diào)技術(shù)消除失調(diào)量。本文從THC和比較器結(jié)構(gòu)出發(fā),通過采樣電容存儲失調(diào)量,來抵消比較器失調(diào)電壓,實現(xiàn)失調(diào)對消。相比于已有的失調(diào)對消技術(shù),其在電路復雜度上具有明顯優(yōu)勢,減小了物理實現(xiàn)的難度。并且在綜合性能上,也優(yōu)于其他失調(diào)對消技術(shù)。

    1 傳統(tǒng)高速ADC中的THC

    傳統(tǒng) THC 有閉環(huán)[6]和開環(huán)結(jié)構(gòu)[7],由于閉環(huán)結(jié)構(gòu)的反饋電路將限制ADC的采樣速度,高速ADC中的THC一般使用如圖1所示的開環(huán)結(jié)構(gòu):

    由S采樣開關(guān),CH保持電容,輸入緩沖A1與輸出緩沖A2共同構(gòu)成THC。由采樣保持電路陣列組成的預放大電路作為鎖存比較器的前端,可改善ADC對輸入信號的敏感度,減少比較時間,提高速度。傳統(tǒng)Flash ADC前端結(jié)構(gòu)如圖2所示:

    傳統(tǒng)ADC結(jié)構(gòu)中,無論是采用電阻,電容平均技術(shù)消除失調(diào),還是采用數(shù)字修調(diào)技術(shù),都需要加入復雜的額外電路,物理實現(xiàn)起來較為困難,功耗也會隨之增加。而本文設計的消除失調(diào)的THC在幾乎不增加電路復雜度的前提下,實現(xiàn)了失調(diào)對消,并且加入的開關(guān)電容電路也幾乎不增加功耗。

    2 具有失調(diào)對消的THC

    2.1 失調(diào)對消原理

    在設計傳統(tǒng)THC時,需要考慮線性度。而具有失調(diào)對消的THC在實現(xiàn)高速采樣和保持的同時,由于采用全差分結(jié)構(gòu),本身就具有高線性度。其基本結(jié)構(gòu)如圖3所示:

    不同于傳統(tǒng)的THC,具有失調(diào)對消的THC的保持電容和采樣開關(guān)的位置改變,兩級預放大器不僅可提高比較器鎖存速度,而且可通過時鐘控制采樣開關(guān) S1、S2,實現(xiàn)電路工作相位 φ1,φ2的交替變換從而消除電路的失調(diào)量。相位φ1時,對輸入信號與失調(diào)分量進行采樣放大,而在相位φ2時,只對失調(diào)分量進行反向采樣放大,一個時鐘周期中,相位φ1和φ2的輸出累加便可消去電路的失調(diào)分量,實現(xiàn)失調(diào)對消。

    2.2 失調(diào)對消過程

    通過電路工作相位交替變換,實現(xiàn)電路失調(diào)對消的具體過程如下:

    電路工作在相位φ1時,開關(guān)S1閉合,S2斷開,THC等效電路如圖4所示。THC前級對輸入信號進行采樣放大,后級對失調(diào)信號Vioff進行采樣放大,輸入信號Vin存儲在電容CA1和CA2中,失調(diào)信號Vioff存儲在電容CB1和CB2中。在相位φ1時,輸出Vout為:

    當開關(guān)S1斷開,S2閉合,電路工作在相位φ2時,此時THC等效電路如下頁圖5所示。

    由于輸入端被短接,此時無信號分量,只對失調(diào)分量Vioff進行采樣,由于Vcm被短接,所采樣的失調(diào)量Vioff被反向放大,后級對φ1時的采樣信號Vin和失調(diào)分量Vioff進行同相傳輸,而對失調(diào)分量Vioff進行反向采樣。相位φ2時,輸出Vout等效為:

    當相位φ1,φ2交替變換時,對信號Vin和失調(diào)分量Vioff都可進行放大,而在相位φ2時,只對失調(diào)分量Vioff進行采樣,由于輸入端和Vcm被短接,失調(diào)分量被反向放大,結(jié)合式(1)和式(2)可知,累加之后的Vout變成了:

    由式(3)可知,失調(diào)量理論上可被完全消除。

    3 失調(diào)對消THC的電路實現(xiàn)方法

    前級雙差分輸入放大器的電路組成如圖6所示:

    其中,交叉耦合MOS電容的引入可以對消密勒電容,減小輸入阻抗。開關(guān)S1,S2可通過時鐘控制,從而實現(xiàn)相位φ1,φ2的交替變換。

    后級差分輸入放大器組成如圖7所示:

    其中,S2的加入可以減少S1閉合時,耦合到輸出端的電荷。為提高電路工作速度,開關(guān)S1選擇共源共柵開關(guān)電路[8],開關(guān)S2的與之對應相位相反。電路實現(xiàn)如圖8所示。

    通過改變MOS管M1的柵壓Vg來控制開關(guān)S1。通過引入Cascode結(jié)構(gòu),可提高M1導通時的電流,加快了后級采樣電容的充電速度。同時,對時鐘信號電壓擺幅的要求也降低了。

    4 仿真結(jié)果分析

    采用UMC 0.18um CMOS工藝,對應用失調(diào)對消THC的Flash ADC進行輸入為500 mVp-p,頻率為200 MHz~1 000 MHz的信號在2 GHz時鐘頻率進行仿真。由于Flash ADC一個時鐘周期可以完成一次采樣,所以該ADC采樣速率為2 GS/s。圖9表示不同頻率輸入信號下無雜散動態(tài)范圍(SFDR),信號-噪聲和失真比(SINAD)的仿真結(jié)果。

    仿真結(jié)果表明,在2 GS/s的采樣速率下,所得出的SFDR基本穩(wěn)定在45.0 dB以上,而SINAD在輸入為700 MHz頻率出現(xiàn)最低值,也能達到33.1 dB。

    圖10表示有效位數(shù)(ENOB)在不同輸入頻率下的仿真結(jié)果。

    可以看出,不同輸入頻率下的ENOB基本穩(wěn)定在5.4 bits左右。

    通過以上仿真結(jié)果可以看出,F(xiàn)lash ADC的動態(tài)性能隨輸入信號的變化而基本保持穩(wěn)定,由此可知失調(diào)分量Voff得到了有效的抑制。

    為驗證具有失調(diào)對消THC對Flash ADC動態(tài)性能的提升,選取800 MHz輸入信號時仿真結(jié)果與傳統(tǒng)Flash ADC進行對比,仿真結(jié)果如表1所示:

    表1 與傳統(tǒng)THC仿真結(jié)果比較

    相比較于傳統(tǒng)ADC,應用失調(diào)對消THC的Flash ADC的SFDR,SINAD分別提高了 8.26 dB,3.14 dB,ENOB也提高了0.52 bits。證實了具有失調(diào)對消THC對高速ADC動態(tài)性能的提高。

    與已有的失調(diào)對消技術(shù)進行比較,THC結(jié)構(gòu)對消的方法也具有一定的優(yōu)勢。其仿真動態(tài)性能參數(shù)如表2所示:

    表2 與不同失調(diào)對消技術(shù)仿真結(jié)果比較

    5 結(jié)論

    本文介紹了一種具有失調(diào)對消的THC結(jié)構(gòu),該THC不僅可提高ADC的動態(tài)性能,而且在實現(xiàn)和功耗上更具有優(yōu)勢。隨著ADC采樣速率不斷地提高,具有失調(diào)對消的THC對進一步提高ADC的采樣速率、動態(tài)性能有著非常重要的意義。對于失調(diào)失配較為嚴重的多通道ADC,具有失調(diào)對消的THC也具有一定的參考意義。

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