單相電壓型PWM整流器研究

曹棲源，陳汝兵

（1.成都七中 林蔭校區(qū)，四川 成都610041；2.西華大學 電氣與電子信息學院，四川 成都610039）

0 前言

近年來，隨著我國高鐵的快速發(fā)展，機車從電網中吸收電能，也就是大量的非線性負載接入電網中，將造成大量無功功率和諧波注入電網中，對電網電能質量造成嚴重污染，降低電網的穩(wěn)定性和可靠性。因此，在交流變直流過程中希望機車網側交流電壓與電流同相，但是在傳統(tǒng)的整流拓撲電路結構中，采用二極管不控整流電路和晶閘管相控整流，造成功率因數低、諧波成分大。隨著電力電子技術的快速發(fā)展，目前PWM整流器進行AC/DC變換時能實現網側電流正弦化，保證單位功率因數運行和能量雙向流動，PWM整流技術在工程實踐中得到大量運用[1]。

單相電壓型PWM整流器控制方法有直接電流控制和間接電流控制兩種，直接電流控制具有動態(tài)響應快、性能好等特點，但檢測變量多、算法復雜。在相關文獻研究的基礎上[2-4]，采用算法簡單的幅相控制策略，通過實時檢測網側電流和直流側負載電壓來控制整流器輸入端電壓基波，從而實現單位功率因數下整流和逆變的雙向運行。

1 單相電壓型PWM整流器

1.1 拓撲電路結構

單相電壓型PWM整流器主電路主要由交流電源uN、交流電感LN、功率模塊、直流側儲能電容C組成，如圖1所示。LN起平衡電路電壓、支撐無功功率和儲存能量的作用，能量可以通過VD1～VD4（或VD2～VD3）完成從直流側向交流側的傳遞，也可經全控器件IGBT1～IGBT4（或IGBT2～IGBT3）從直流側反饋給電網，所以PWM整流是可逆的[2]。

圖1 單相電壓型PWM整流主電路

1.2 工作過程分析

從能量流傳的角度分析，主要分為三種情況：

（1）電路沿 LN短路。當處于 uN正半周，iN＞0 時,VD1、IGBT3導通；當處于 uN負半周時，iN＜0 時，VD3、IGBT1導通；電源沿 LN短路，uS=0，id=0，負載電流由電容C放電維持，LN儲能。

（2）電源和LN向負載供電。當處于uN正半周，iN＞0 時，VD1、VD4導通；當處于 uN負半周時，iN＜0 時，VD2、VD3導通；電源和LN共同作用向負載供電，id=，uS=Ud，LN釋放能量。

（3）負載和電源向LN饋電。當處于uN正半周，iN＞0 時，IGBT2、IGBT3導通；當處于 uN負半周時，iN＜0時，IGBT1、IGBT4導通；id＜0，uS=-Ud，負載能量反饋到交流側，LN儲能。

電路任一瞬間只能工作于上述某一狀態(tài)，但隨著開關狀態(tài)的更迭，在不同的時區(qū)電路將工作于不同狀態(tài)，如此循環(huán)[3]。

由上述分析可繪制出λ=1時電路的電量大致波形如圖2所示，電路各工作狀態(tài)、導通器件和電量關系如表1所示。

圖2 λ=1時電路的電量波形

表1 單相SPWM整流電路在λ=1時的工況

1.3 單相電壓型PWM整流器數學模型

電路處于穩(wěn)態(tài)時要求網側電流正弦化，保持網側功率因數為λ=1，為了簡化分析，忽略LN和電網內阻，整流電路無內耗，輸出直流電壓無紋波，設

按上述要求應有

根據電路無內耗的假定，R為負載電阻，則有

根據圖2的電量波形分析可知，uS為單極性的PWM波形，該波形除包含基波分量uS1之外還有其他諧波，對基波分量有

其矢量關系如圖3所示，圖中角φ可表示為

圖3 單相PWM整流電路入端電量矢量圖

采用平均值模型分析uS。uS在一個開關周期中的平均值可表示為

在載波比 KC＞＞1和m＜1條件下，uS可近似等于uS的基波分量uS1，故有

2 單相PWM整流器幅相控制技術

PWM整流電路的實質是對網側電流iN的波形（正弦化）幅值和相位進行控制，從電流控制角度出發(fā)分為兩大類：一是基于幅相控制策略的間接控制，二是直接控制。直接控制又分為滯環(huán)電流跟蹤控制、矢量控制、平均電流控制、無差拍控制等[4]?；诜嗫刂撇呗缘拈g接控制方式首先在PWM整流電路中得到應用，雖然存在動態(tài)響應慢的弱點，但其控制電路簡單、無需測量網側電流、易于實現，故在不需要頻繁啟動和負載變化不劇烈的場合仍然適用，系統(tǒng)框圖如圖4所示。

圖4 幅相控制及策略系統(tǒng)框圖

圖4為簡化系統(tǒng)具有純阻負載并采用幅相控制的單電壓環(huán)方案，網測電壓uN經移相后可得到一個與uLN基波分量同頻同相的正弦信號uφ；增益環(huán)節(jié)根據式（3）、式（4）確定增益系數，通過調整 uφ的幅值得到uLN基波分量；由圖3所示向量關系可得，uN減去uL1就是uS的基波分量uS1。給定電壓與反饋電壓差值經PI調節(jié)后與uS1相乘來調節(jié)uS1的幅值，從而使輸出電壓跟隨指定電壓，實現調壓功能[5-7]。

3 基于幅相控制的單相電壓型PWM整流仿真分析

3.1 整流模式下仿真分析

在Matlab中的SIMULINK中，根據圖1和圖4構建了仿真電路，網側電壓為有效值220 V、頻率50 Hz的正弦交流電，直流側給定電壓380 V，網側電感LN為50 mH，直流側濾波電容C為2 000 μF，負載電阻 0～5 s為 90 Ω，5 s后突變?yōu)?45 Ω，載波頻率fC為4 000 Hz，載波比KC為80。直流側電壓波形如圖5所示，顯然輸出電壓是跟隨指定值的，即使在5 s時負載加重，輸出電壓僅輕微下降，隨后恢復，但動態(tài)響應速度不夠快。

圖5 直流側輸出電壓

電路處于穩(wěn)態(tài)時網側的電壓電流波形如圖6所示，網側電流、電壓同頻同相，即網側功率因數為1。在5 s時負載波動，網側電流除了幅值增加外幾乎不受影響，圖7為網側電流傅里葉分析，結果表明，其中三次諧波成分和直流分量較高，總諧波失真4.99%。

圖6 穩(wěn)態(tài)網側電流電壓波形

3.2 逆變模式下仿真分析

PWM整流器工作在逆變模式下網側電壓電流波形如圖8所示，給定電壓為有效值220 V、頻率50 Hz的正弦交流電壓，負載電阻15 Ω，直流電壓源380 V，其他參數與λ=1時一致。顯然，電壓電流頻率相同，相位剛好差π rad。即功率因數為-1，電路工作在逆變狀態(tài)。

圖7 網側電流諧波分析

圖8 逆變模式下網側電壓電流波形

4 結論

對單相電壓型PWM整流電路工作原理進行理論分析，建立了該電路的數學模型，采用基于幅相控制策略的間接控制方式進行仿真分析。仿真結果表明，采用該控制策略的單相電壓型PWM整流電路能夠運行在單位功率因數，實現能量雙向流動，輸出電壓可調且紋波電壓僅約為±6 V，負載在一定范圍內突變電路仍能穩(wěn)定運行，抗干擾能力良好，網側電壓電流基本正弦化，總諧波失真小于5%，且控制結構簡單、成本較低，無需對網側電流進行測量，易于實現。與傳統(tǒng)的整流電路相比，大大提高了功率因數，減小了諧波污染，該電路能四象限運行，節(jié)約了能源。因此，本研究的控制方法對軌道交通上的電源具有一定參考意義。

參考文獻：

[1]周桂煜，張超.單相PWM整流器設計[J].電機與控制學報，2014，8（8）：49-54.

[2]張興，張崇魏.PWM整流器及其控制[M].北京：機械工業(yè)出版社，2012.

[3]林渭勛.現代電力電子技術[M].北京：機械工業(yè)出版社，2005.

[4]張榮佳，劉春海，王瑩，等.單相PWM整流器直接電流控制策略的研究[J].電子世界，2013（17）：45-46.

[5]吳國祥，陳國呈，李杰，等.三相PWM整流器幅相控制策略[J].上海大學學報（自然科學版），2008（2）：130-135.

[6]張軍偉，王兵樹，劉治安，等.單相電壓型PWM整流電路原理分析與仿真[J].現代電子技術，2009，32（8）：186-189.

[7]張蕊萍，陳志強.電壓型PWM整流器PI參數整定[J].電源技術，2014，38（5）：941-942.