開關(guān)轉(zhuǎn)換器動(dòng)態(tài)分析采用快速分析技術(shù)

如果采用網(wǎng)格節(jié)點(diǎn)(mesh-node)分析能很好地求解電路的傳遞函數(shù)，那么立即獲得一個(gè)有意義的符號(hào)公式通常是不可能的，需要額外的工作才能得出。應(yīng)用經(jīng)典的分析技術(shù)來獲得所謂的低熵表達(dá)式，即分?jǐn)?shù)形式，從中您可識(shí)別增益、極點(diǎn)和零點(diǎn)，往往導(dǎo)致如Middlebrook博士曾在他的參考文獻(xiàn)[1]、[2]中提到的代數(shù)失效(algebraic paralysis)。在此，快速分析電路技術(shù)(FACTs)可幫助您基于在大學(xué)里學(xué)到的東西而擴(kuò)展，以大大簡化分析。通過使用FACTs，不僅加快您的執(zhí)行速度，而且最終結(jié)果將以有序的多項(xiàng)式形式出現(xiàn)，通常無需進(jìn)一步的因子分解工作[3-4]。

本文首先介紹后文用于確定開關(guān)轉(zhuǎn)換器的控制到輸出傳遞函數(shù)的FACTs。這個(gè)主題很大，在此我們只談及表面，希望激勵(lì)您進(jìn)一步挖掘這個(gè)主題。我們選擇了電壓模式耦合電感單端初級(jí)電感轉(zhuǎn)換器(SEPIC)工作于非連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)。PWM開關(guān)[5]將用于形成小信號(hào)模型。

快速分析技術(shù)(FACTs)簡介

FACTs背后的基本原理在于電路時(shí)間常數(shù)的確定τ=RC或τ=L/R，此時(shí)在兩種不同的條件下觀察所研究的電路：當(dāng)激勵(lì)信號(hào)降至0時(shí)和響應(yīng)清0時(shí)，通過使用這種技術(shù)，您將體會(huì)到確定特定傳遞函數(shù)有多快和直觀?；谶@種方法的分析技術(shù)始于幾十年前，如參考文獻(xiàn)[6]、[7]中記載的。

傳遞函數(shù)是一種數(shù)學(xué)關(guān)系，它把激勵(lì)信號(hào)、激勵(lì)物和由這種激勵(lì)產(chǎn)生的響應(yīng)信號(hào)聯(lián)系起來。如果我們考慮一個(gè)線性時(shí)不變(LTI)系統(tǒng)無延時(shí)，具有靜態(tài)增益H0，例如開關(guān)轉(zhuǎn)換器的線性理想功率級(jí)，其連接控制信號(hào)Verr(激勵(lì))和輸出Vout(響應(yīng))的傳遞函數(shù)H可表示為：

(1)

首項(xiàng)H0是系統(tǒng)在s = 0評(píng)估表現(xiàn)出的增益或衰減，該項(xiàng)將帶傳遞函數(shù)的單位(或維度)，如果有的話。如果響應(yīng)和激勵(lì)都用伏特表示，在此表示為Verr和Vout，H是沒有單位的。分子N(s)控制傳遞函數(shù)的零點(diǎn)，數(shù)學(xué)意義上，零點(diǎn)是函數(shù)幅值為0的根。通過FACTs，我們用數(shù)學(xué)抽象思維輕松地揭開這些零點(diǎn)。我們不會(huì)像通常在諧波分析(s=jω)中所做的僅僅考慮在s平面的垂直軸，而是覆蓋考慮到負(fù)數(shù)根的整個(gè)平面。因此，如果電路存在零點(diǎn)，將表現(xiàn)為當(dāng)輸入信號(hào)調(diào)到零角頻率sz時(shí)，無信號(hào)的輸出響應(yīng)。在這種情況下，在變形的電路中的一些阻抗阻擋了信號(hào)傳播，響應(yīng)為0，盡管存在激勵(lì)源：當(dāng)變形的電路在s=sz點(diǎn)被激勵(lì)時(shí)，在信號(hào)路徑的串聯(lián)阻抗趨于無窮或分支將該激勵(lì)分流到地面。請注意，這種方便的數(shù)學(xué)抽象通過觀察提供了巨大的幫助來找到零點(diǎn)，通常無需寫一行無源電路的代數(shù)。圖1提供了簡單的流程圖，詳細(xì)介紹了過程。關(guān)于這種方法的更多細(xì)節(jié)見參考文獻(xiàn)[8]。

圖1　　　　這個(gè)流程圖將指導(dǎo)您用最簡單的方法確定零點(diǎn)，在觀察無用時(shí)，將需要進(jìn)行雙重抵消注入或NDI

分母D(s)由電路自然時(shí)間常數(shù)構(gòu)成。通過設(shè)置激勵(lì)信號(hào)為0和確定從電路中臨時(shí)移除的所考慮的電容或電感“所示”的阻抗，來得出這些時(shí)間常數(shù)。通過“觀察”，可想象把一個(gè)歐姆表置于暫時(shí)移除的儲(chǔ)能元件(C或L)，并讀取它顯示的電阻。這其實(shí)是個(gè)相當(dāng)簡單的運(yùn)用，正如圖2中的第二個(gè)流程圖所詳述的。

圖2　該流程圖解釋了用于確定電路時(shí)間常數(shù)的方法

看到圖3是一個(gè)涉及注入源的一階無源電路加偏壓于左邊網(wǎng)絡(luò)。輸入信號(hào)Vin通過網(wǎng)格和節(jié)點(diǎn)傳播形成所看到的電阻R3上的響應(yīng)Vout。我們感興趣的是導(dǎo)出連接Vout和Vin的傳遞函數(shù)G。

圖3　　　　確定電路的時(shí)間常數(shù)需要將激勵(lì)源設(shè)為0，并觀察從電路中暫時(shí)移除的能量存儲(chǔ)元件所提供的電阻

為確定本例電路的時(shí)間常數(shù)，將激勵(lì)源設(shè)為0(由短路代替0 V電壓源，開路代替0 A電流源)，拆下電容器。然后，連接一個(gè)歐姆表來確定電容器端提供的電阻。圖4指導(dǎo)您進(jìn)行這些步驟。

圖4　由短路代替0V源后確定電容器端的電阻

如果用圖4的做法，您“看到” R1與R2并聯(lián)后與R4串聯(lián)，所有這些與R3并聯(lián)后與rC串聯(lián)。該電路的時(shí)間常數(shù)只通過R和C1即可計(jì)算得出：

τ1=[rC+(R4+R1||R2)||R3|C1

(2)

可證明第一階系統(tǒng)的極點(diǎn)是其時(shí)間常數(shù)的倒數(shù)。因此：

(3)

現(xiàn)在，s=0時(shí)該電路的準(zhǔn)靜態(tài)增益是多少？在直流條件下，電感器短路，電容器開路。把這概念應(yīng)用于圖3的電路，繪制成如圖5所示的電路。想象在R4前斷開連接，會(huì)看到一個(gè)含R1和R2的電阻分壓器。R2上的戴維寧(Thévenin)電壓為：

(4)

輸出電阻Rth是R1與R2并聯(lián)的值。因此完整的傳遞函數(shù)涉及到電阻分壓器(由與Rth串聯(lián)的R4和加載的R3所構(gòu)成)。rC是斷開的，由于電容C1在這直流分析中被移除。因此：

(5)

圖5　斷開直流電路中的電容器，計(jì)算簡單的電阻配置的傳遞函數(shù)

基本就是這些了，我們正錯(cuò)過零點(diǎn)。在前文提到，零點(diǎn)通過阻斷激勵(lì)信號(hào)的傳播而在電路中表現(xiàn)出來，產(chǎn)生一個(gè)無信號(hào)的輸出響應(yīng)(見圖1)。若我們考慮一個(gè)變形的電路，其中C1由1/sC1代替，如圖6所示，當(dāng)激勵(lì)源加偏壓于電路，有什么特定的條件意味著無信號(hào)響應(yīng)？無信號(hào)響應(yīng)只意味流過R3的電流為0。這不是短路，而是相當(dāng)于虛擬的接地。

圖6　　　　在這變形的電路中，當(dāng)串聯(lián)的rC和C1轉(zhuǎn)化為變形的短路，響應(yīng)消失，R3中無電流流過

如果在R3中沒有電流，那么串聯(lián)的rC和1/sC1轉(zhuǎn)化為短路：

(6)

根sz是我們想要的零點(diǎn)位置：

(7)

從而有：

(8)

現(xiàn)在我們可組合所有這些結(jié)果，形成以圖3電路為特征的最終的傳遞函數(shù)：

(9)

這就是所謂的低熵表達(dá)式，從中您可立即識(shí)別靜態(tài)增益G0、極點(diǎn)ωp和零點(diǎn)ωz。高熵表達(dá)式將在考慮阻抗分壓器時(shí)通過施加大規(guī)模外力到原來的電路來獲得，如：

(10)

您不只在推導(dǎo)表達(dá)式時(shí)可能會(huì)出錯(cuò)，而且將結(jié)果格式化到如式(9)這樣需要更多的精力。另外，請注意，在這個(gè)特定的例子中，在寫式(9)時(shí)我們沒有寫一行代數(shù)。如果我們后來發(fā)現(xiàn)一個(gè)錯(cuò)誤，那么很容易回到一個(gè)單獨(dú)的圖紙并單獨(dú)修復(fù)它。式(9)的校正很簡單，現(xiàn)嘗試對(duì)式(10)進(jìn)行相同的修正，您可能會(huì)從頭開始。

FACTs應(yīng)用于二階系統(tǒng)

FACTs同樣適用于n階無源或有源電路。通過計(jì)算狀態(tài)變量是獨(dú)立的儲(chǔ)能元件的數(shù)量來確定電路的階數(shù)。若我們考慮一個(gè)具有有限的靜態(tài)增益H0的二階系統(tǒng)，其傳遞函數(shù)可表示如下：

(11)

當(dāng)H0帶傳遞函數(shù)的單位，那么N:D的比值是沒有單位的。這意味著a1和b1的單位是s。當(dāng)a1無信號(hào)響應(yīng)，b1的激勵(lì)源為0，可將確定的時(shí)間常數(shù)相加。對(duì)于二階系數(shù)a2或b2，維度是時(shí)間的平方[s2]，將時(shí)間常數(shù)結(jié)合為一個(gè)產(chǎn)物。然而，在這時(shí)間常數(shù)產(chǎn)物中，您重用了已經(jīng)確定為a1或b1的一個(gè)時(shí)間常數(shù)，而二階時(shí)間常數(shù)的確定需要一個(gè)不同的符號(hào)：

(12)

在這個(gè)定義中，設(shè)置標(biāo)號(hào)出現(xiàn)在“冪” 中的儲(chǔ)能元件處于高頻狀態(tài)(電容被短路，電感被開路)，當(dāng)我們暫時(shí)從電路中移除二階元件端(參見下標(biāo))，您可從中確定電阻。當(dāng)a2必須為無信號(hào)的輸出和b2的激勵(lì)源減為0時(shí)，可以運(yùn)用此法。當(dāng)然，當(dāng)觀察有用時(shí)，它總是最快和最高效的得出N的方法。乍一看有點(diǎn)難以理解，但沒有什么不可克服的，我們用幾句話解釋您就會(huì)明白。

圖7是一個(gè)經(jīng)典的二階濾波器，用于確定在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)中工作的電壓模式降壓轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗。阻抗是連接一個(gè)激勵(lì)信號(hào)Iout與響應(yīng)信號(hào)Vout的一個(gè)傳遞函數(shù)。此處，Iout是已安裝的測試生成器，而Vout是其兩端產(chǎn)生的電壓。要從式(11)中確定各種系數(shù)，我們可按照圖2的流程圖，從s=0開始，如圖7所示，電感短路，電容開路。該電路是簡單的，電流源的電阻R0不過是rL和Rload簡單的并列組合：

R0=rL||Rload

(13)

這個(gè)電路中有零點(diǎn)嗎？我們看看圖8所示的變形電路。當(dāng)激勵(lì)源電流Iout調(diào)為零角頻率sz時(shí)，什么樣的元件組合將使響應(yīng)Vout為0。我們可發(fā)現(xiàn)兩個(gè)變形的短路涉及rL-L1和rc-C2。

圖7　　　　工作于CCM的降壓轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗的確定是一個(gè)很好的例子，演示了FACTs如何簡化分析

圖8　　　　如果阻抗Z1或Z2轉(zhuǎn)換為短路，響應(yīng)Vout為無信號(hào)輸出

立即確定這兩個(gè)阻抗的根：

(15)

因此分母N(s)表示為：

(16)

分母D(s)的一階系數(shù)b1是由L1兩端的阻抗提供，而C2處于直流狀態(tài)(開路)，有τ1，然后看驅(qū)動(dòng)C2而L1設(shè)置為直流狀態(tài)(短路)時(shí)的阻抗，得出τ2。如圖9所示，從該草圖可立即得出b1的定義：

C2[(rL||Rload)+rC|

(17)

圖9　　　　在選定的組件終端中，當(dāng)?shù)诙€(gè)組件處于直流狀態(tài)時(shí)，您會(huì)得出阻抗為多少？

(18)

現(xiàn)在我們用所有的成分來組合最終的傳遞函數(shù)，定義為：

Zout(s)=(rL||Rload)×

(19)

我們已經(jīng)確定了這個(gè)傳遞函數(shù)，而沒有寫一行代數(shù)，只是把該電路拆分為幾個(gè)簡單的草圖個(gè)別解決。此外，正如預(yù)期的那樣，式(19)已經(jīng)是一個(gè)規(guī)范的表達(dá)式，可以輕易地看到一個(gè)靜態(tài)增益、兩個(gè)零點(diǎn)和一個(gè)可用諧振分量ω0和品質(zhì)因數(shù)Q進(jìn)一步整理的二階分母。如果不是迅速考慮Z1、Z2和Rload的并聯(lián)組合，我們不可能得到這一結(jié)果。

采用FACTs，通過觀察可導(dǎo)出傳遞函數(shù)，特別是對(duì)于無源電路。由于電路復(fù)雜，包括電壓或電流控制源，觀察

圖10　　　　在選定的組件終端中，當(dāng)?shù)诙€(gè)組件處于高頻狀態(tài)時(shí)，您會(huì)得出阻抗為多少？

起來沒那么明顯，您需要利用經(jīng)典的網(wǎng)格和節(jié)點(diǎn)分析。但FACTs提供了幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：由于將電路拆分為用于確定最終的多項(xiàng)式表達(dá)式系數(shù)的小的單個(gè)草圖，因此如果在最終的表達(dá)式中發(fā)現(xiàn)一個(gè)錯(cuò)誤，總是可以回到一個(gè)特定的繪圖并個(gè)別修正。此外，當(dāng)確定與傳遞函數(shù)的ai和bi相關(guān)的項(xiàng)時(shí)，自然會(huì)得到一個(gè)多項(xiàng)式表達(dá)式，而不用投入進(jìn)一步的精力來收集和重新排列這些項(xiàng)。最后，如參考文獻(xiàn)[4]所述，在復(fù)雜的無源和有源電路中，SPICE對(duì)驗(yàn)證個(gè)別極點(diǎn)和零點(diǎn)的計(jì)算有很大幫助。

工作于DCM的帶耦合電感的SEPIC

SEPIC是一種流行的結(jié)構(gòu)，常用于輸出電壓必須小于或大于輸入的應(yīng)用，不會(huì)像采用Buck-Boost轉(zhuǎn)換器那樣損失極性。SEPIC可采用耦合或非耦合電感工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)或非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)。參考文獻(xiàn)[9]中探討了耦合電感的好處，這里不作討論，我們的興趣在于確定耦合電感的SEPIC 在工作于DCM時(shí)的輸出到控制的傳遞函數(shù)。圖11代表參考文獻(xiàn)[10]中所述的自動(dòng)切換電壓控制模式的PWM開關(guān)和采用一個(gè)SEPIC配置的連接，特意減少載荷以強(qiáng)制實(shí)施DCM，在啟動(dòng)序列完成后施加一個(gè)臨時(shí)步驟。在類似的工作條件下捕獲并仿真一個(gè)逐周期電路。

圖11　第一個(gè)SEPIC采用平均模型，第二個(gè)實(shí)施逐周期法

運(yùn)行一個(gè)仿真來比較兩個(gè)電路的輸出響應(yīng)。如圖12所示，兩個(gè)電路的響應(yīng)非常相近。曲線的左邊描述了啟動(dòng)序列，右邊部分顯示了兩個(gè)模型對(duì)負(fù)載階躍的響應(yīng)。在這一階段具有相同的響應(yīng)，第一次表明平均大信號(hào)模型正確地仿真SEPIC內(nèi)部，我們可進(jìn)行小信號(hào)版本。

圖12　平均模型與逐周期模型的瞬態(tài)響應(yīng)完全符合

DCM PWM開關(guān)的大信號(hào)模型由式(10)中推導(dǎo)出的小信號(hào)版本所代替，與參考文獻(xiàn)[5]中描述的不同。兩個(gè)模型得出了相同的分析，但Vorpérian博士在參考文獻(xiàn)[5]中考慮的是一個(gè)常見的配置(C端是接地的)，而我們?yōu)榱私⒁粋€(gè)自動(dòng)切換的DCM-CCM模型，保留了原普通無源配置。采用DCM PWM開關(guān)的小信號(hào)模型更新的電路圖如圖13所示。右邊的參數(shù)列表計(jì)算分析所需的所有系數(shù)k。

圖13　　　　這是工作在DCM模式的SEPIC的小信號(hào)模型，節(jié)點(diǎn)d1是占空比偏差和注入點(diǎn)，所有小信號(hào)系數(shù)都自動(dòng)出現(xiàn)在參數(shù)窗口

確定準(zhǔn)靜態(tài)增益

為了確定準(zhǔn)靜態(tài)增益，需要按照圖2使所有電感短路，所有電容開路。這正是SPICE在計(jì)算工作偏置點(diǎn)時(shí)所做的工作。然后重新排列所有的源和組件以簡化電路，使其更易于分析。當(dāng)您做這工作時(shí)，建議您始終運(yùn)行一個(gè)全面的檢查，確定新電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)與圖13完美匹配。如果有任何偏差都表明您出錯(cuò)了，或者簡化中的假設(shè)過于樂觀：重復(fù)該做法直到幅值和相位完美匹配為止。組合出圖14的電路。

圖14　這是用來確定準(zhǔn)靜態(tài)增益H0的最終直流電路

幾行代數(shù)將使我們得到輸出電壓表達(dá)式：

(20)

(21)

將式(20)中的Ic代入式(21)并求解Vout，得出：

(22)

該小信號(hào)準(zhǔn)靜態(tài)增益簡單地表示為：

(23)

時(shí)間常數(shù)的確定

我們將采用FACTs并單獨(dú)確定電路的時(shí)間常數(shù)，而不是用圖13的完整原理立刻求解整個(gè)傳遞函數(shù)。這種方法提供了一個(gè)優(yōu)勢，以處理您通過對(duì)單個(gè)草圖的SPICE仿真獲得的結(jié)果。這大大有助于逐步前進(jìn)和跟蹤錯(cuò)誤，而不至于在大量的工作時(shí)間后才發(fā)現(xiàn)最終的結(jié)果是錯(cuò)誤的！

為了確定時(shí)間常數(shù)，將激勵(lì)源減為0(請檢查圖2)。

在此，由于我們想要控制到輸出的傳遞函數(shù)，激勵(lì)源是d1。將其減為0有助于簡化電路，如圖15所示。

圖15　將激勵(lì)源減為0有助于簡化電路，在此我們從驅(qū)動(dòng)電感L1的阻抗開始

可以用幾個(gè)公式來描述這個(gè)電路，我們知道IC= IT：

VT=V(a)-V(c)

(24)

V(a)=RloadI1

(25)

(26)

V(c)=k4V(a)+k5IC+k6V(a)-k6V(c)

(27)

將式(26)代入式(27)，然后解出V(c)，替代式(26)中的V(c)解得V(a)，然后可寫

(28)

如果您重新排列和由圖13的定義替換系數(shù)k，得出時(shí)間常數(shù)τ1的定義：

(29)

二階時(shí)間次常數(shù)指的是從C2端看到的阻抗，而L1是短路的。新的電路如圖16所示。由于L1短路， a和c端在一起，簡化更新的電路為右邊的圖片。

圖16　使電感短路真正簡化電路

再一次，幾個(gè)簡單的方程會(huì)很快地讓您得出結(jié)果：

(31)

將式(30)代入式(31)，然后解得VT并重新整理。可以發(fā)現(xiàn)：

(32)

如果您知道試圖確定涉及C3的三階時(shí)間常數(shù)，變壓器配置(完美耦合)使其兩端電壓等于0 V：在動(dòng)態(tài)傳遞函數(shù)中電容器不起作用。因此第一個(gè)系數(shù)b1定義為：

(33)

二階系數(shù)

對(duì)于二階系數(shù)，將設(shè)置電容C2處于其高頻狀態(tài)(以短路代替它)，同時(shí)將確定驅(qū)動(dòng)電感L1的阻抗。圖17說明了這種方法。因?yàn)檩敵鲆駽2短路，節(jié)點(diǎn)a和c都處于相同的0 V電勢。電路簡化為右側(cè)示意圖。

圖17　　　　二階系數(shù)設(shè)置儲(chǔ)能元件之一處于其高頻狀態(tài)(C2)，同時(shí)您可確定電感兩端的電阻

可寫出描述VT電壓的第一個(gè)方程。觀察到： IT和IC是相同的,VT=-V(c)，有

VT=-(k5IC-k6V(c))=-(k5IT+k6VT)→

VT(1+k6)=-k5IT

(34)

因式分解VT/IT，L1兩端的阻抗為：

(35)

(36)

如果認(rèn)為Vout= MVin，b2系數(shù)表示為：

(37)

合并確定的時(shí)間常數(shù)，得出分母D(s)：

(38)

如果考慮一個(gè)低Q值的近似值，這二階分母可以近似由兩級(jí)聯(lián)極點(diǎn)定義為：

(40)

和合并為：

(41)

零點(diǎn)的確定

如上文所述，當(dāng)激勵(lì)源調(diào)至零角頻率sz，變形電路的響應(yīng)為無信號(hào)輸出(見圖1)。該運(yùn)用包括將激勵(lì)源復(fù)原和確定無信號(hào)輸出的變形電路的條件。圖18所示為需要研究的更新電路。無信號(hào)輸出的有趣之處在于其傳播至其它節(jié)點(diǎn)。例如，如果Vout=0 V，然后由于變壓器高邊連接，節(jié)點(diǎn)a也處于0 V，所有涉及該節(jié)點(diǎn)的表達(dá)式可以簡化為如圖18所示。如果輸出無信號(hào)，則電流I1也為0，這意味著Ic= I3。

節(jié)點(diǎn)c的電壓定義為：

(42)

因此，電流Ic等于節(jié)點(diǎn)c的電壓除以L1的阻抗。

(43)

而電流I3等于：

I3(s)=k1D(s)-k2V(c)=k1D(s)-k2sL1Ic(s)

(44)

現(xiàn)將式(43)代入式(44)，然后視Ic= I3：

(45)

求解s，將系數(shù)k的值換為它們在圖13中的值，重新整理，會(huì)發(fā)現(xiàn)

(46)

圖18　在s=sz的特定條件下，觀察變形的電路，無信號(hào)響應(yīng)

這是個(gè)正的根源，因此為右半平面零點(diǎn)。通過收集所有的部分，發(fā)現(xiàn)極點(diǎn)和零點(diǎn)實(shí)際上是一個(gè)DCM buck-boost轉(zhuǎn)換器的極點(diǎn)和零點(diǎn)，而得出完整的傳遞函數(shù)：

(47)

及

(50)

和

(51)

最后檢查，比較Mathcad和圖11大信號(hào)模型的SPICE仿真的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。如圖19所示，曲線完美重合。

圖19　Mathcad和SPICE提供完全相同的響應(yīng)(曲線完美疊加)

另一個(gè)驗(yàn)證是由采用不同的平均模型(架構(gòu)參見參考文獻(xiàn)[11])仿真相同的SEPIC結(jié)構(gòu)構(gòu)建。這也是一個(gè)自動(dòng)

切換的CCM-DCM模型，但走線方式稍有不同。圖20所示為兩種平均模型采用一個(gè)類似的SEPIC架構(gòu)。

圖20　CoPEC平均模型包括單獨(dú)的開關(guān)和二極管連接

圖21證實(shí)了兩個(gè)交流響應(yīng)在相位和幅值上完全相同。

圖21　DCM PWM開關(guān)和CoPEC DCM模型提供相同的動(dòng)態(tài)響應(yīng)

總　結(jié)

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