20～1 000 MHz 100 W GaN寬帶功率放大器研制

侯 鈞 ，方建新 ，黃 亮 ，蔣 超

（1.成都四威功率電子科技有限公司四川成都611730；2.西南電子設備研究所四川成都610036）

功率放大器是通信系統(tǒng)發(fā)射鏈路中的重要組成部分。目前很多軍、民用電臺，廣播電視等發(fā)射系統(tǒng)都工作在20～1 000 MHz頻段。隨著寬帶通信、干擾和測試系統(tǒng)的發(fā)展，對能覆蓋整個頻段的功率放大器需求非常迫切。20～1 000 MHz有近6個倍頻層，受制于Bode-Fano準則，在如此寬的頻段內(nèi)進行匹配會面臨極大挑戰(zhàn)。微帶線和電容電感相結(jié)合的方式適用于高頻[1-3]，若需兼顧低頻，輸出功率往往難以大于10 W[4]。單純運用傳輸線變壓器（transmission line transformer，TLT）也不能達到需要的帶寬[5-8]，因此，解決20～1 000 MHz頻段寬帶功率放大器的研制問題具有重要的應用價值。

1 TLT及磁芯的應用

TLT具有寬的帶寬、低的損耗、高的功率容量等特性，可用于匹配和合成，得到了廣泛的應用。

1.1 TLT原理

TLT基于是同軸線互聯(lián)、互相耦合的變壓器，它的線間電容非常小，能夠在很寬的頻帶進行變換。理論上它的可實現(xiàn)性只有“傳輸比的平方根必須是有理數(shù)”這一個限制。最常用在匹配電路的傳輸比是4:1，其原理見圖1。

圖1 4:1 TLT原理圖

利用同軸線內(nèi)外導體電流大小相同、方向相反的特性，可以由以下方程組進行分析：

其中V1、I1分別為源的電壓和電流；V2、I2分別為同軸線變換后的電壓和電流；Z、l分為同軸線的特征阻抗和線長；RS、RL分別為源和負載的阻抗。

最佳匹配的條件如下：

因此，用特征阻抗25 Ω的同軸線組成4:1網(wǎng)絡，可將50 Ω阻抗無耗地變換為12.5 Ω。

實際使用TLT時會面臨漏電流、寄生電容、接頭處的不連續(xù)等各種影響，目前還是采取仿真、等效計算和實測擬合相結(jié)合的設計方式[9]，在寬帶應用時需要解決上述問題。

1.2 磁芯的作用

鐵氧體磁芯可以拓展TLT的頻率低端，減小或消除帶內(nèi)的諧振尖峰。同時會帶來頻率高端的惡化。

頻率低端可由公式：

進行計算。

頻率高端主要考慮磁芯帶來的損耗。在大功率應用下，射頻功率的傳輸如下式：

其中PMAX為輸入帶磁芯TLT的射頻總功率，Pu為TLT傳給負載的資用功率，L0為同軸線的長度，f為工作頻率，Q為磁芯品質(zhì)因素。為并聯(lián)復數(shù)磁導率，等式右邊的第二項為磁芯的損耗功率，第三項為反射功率。

2 寬帶功率放大器設計

本文選用了CREE公司的GaN HEMT晶體管CGH40180PP進行設計。其最高工作頻率可達2.5 GHz，輸出功率大于180 W。

GaN被稱為第三代半導體材料，具有寬禁帶和高擊穿場強的特性。隨著其材料與工藝的成熟，GaN HEMT的可靠性不斷提高[10]，已經(jīng)逐漸在軍民用領域得到認可[11-12]。GaN的材料特性與GaAs、Si的比較[13]如表1所示。

表1 GaN材料與GaAs、Si材料的比較

寬帶功放的設計的核心是寬帶匹配。有3個必須注意的關鍵步驟：

1）設法得到被匹配晶體管的大信號阻抗參數(shù)；

2）針對目標阻抗參數(shù)進行共軛匹配；

3）針對穩(wěn)定性、平坦度、輸入駐波等指標對電路進行調(diào)整。

2.1 得到大信號阻抗參數(shù)

文中采用計算機仿真LoadPull來得到功率管的阻抗。圖2為1 GHz處的LoadPull仿真圖。全頻段的阻抗參數(shù)見表2。

圖2 1 GHz處的LoadPull結(jié)果

表2 20 MHz～1 GHz的阻抗仿真結(jié)果

2.2 設計匹配電路

從表2可以看到，功率管的輸出阻抗在整個頻段內(nèi)變化較大。要求匹配網(wǎng)絡的阻抗也隨頻率變化且與之共軛?？赏ㄟ^電容和TLT的等效電感形成π型網(wǎng)絡來滿足整個頻段內(nèi)的匹配。

CGH40180PP的低端阻抗為13 Ω左右，可用4:1的TLT網(wǎng)絡將50 Ω變換為12.5 Ω。同時添加合適的磁芯以覆蓋20 MHz。按照1.2節(jié)中的計算方法，選擇了相對磁導率250的磁芯，并計算出同軸線的磁化等效電感，將其加入仿真模型中，仿真電路及結(jié)果如圖3和圖4所示。

圖3 加載磁芯和電容后的4:1 TLT

圖4 TLT的反射參數(shù)S22

2.3 優(yōu)化電路特性

在小信號仿真器下調(diào)整整個電路的輸入駐波、增益平坦度、穩(wěn)定性因子。CGH40180PP在頻率低端增益非常高，且不穩(wěn)定，因此在其柵、漏間加入RC串聯(lián)負反饋，在整個電路輸入端添加RC并聯(lián)有耗網(wǎng)絡，顯著改善功率放大器的穩(wěn)定性，同時優(yōu)化電路的駐波和增益平坦度。仿真結(jié)果見圖5。

圖5 添加穩(wěn)定網(wǎng)絡前后

小信號仿真完成后，用大信號仿真器來計算功率放大器的1 dB壓縮點，針對輸出匹配網(wǎng)絡做一些調(diào)整。當輸出功率達到要求后，整個電路的增益會有一些變化，需再對輸入匹配電路進行微調(diào)。

圖6 整個功率放大器的仿真電路圖

整個功率放大器的仿真電路見圖6，輸入輸出匹配電路均使用的鐵氧體磁芯加載的等效TLT模型。仿真結(jié)果見圖7和圖8，所有頻點輸出功率均大于100 W（50 dBm）。

圖7 全頻帶掃頻輸出功率仿真結(jié)果

圖8 固定輸入39 dBm時的輸出功率仿真結(jié)果

圖9 20～1 000 MHz 100 W功率放大器實物圖

圖10 20～1 000 MHz功率放大器測試結(jié)果

表3 同類產(chǎn)品比較

功率放大器的實物圖見圖9。仿真的結(jié)果能夠指導設計與調(diào)試的方向，由于晶體管、TLT和鐵氧體磁芯的模型與現(xiàn)實有差別，實際工作中調(diào)試仍然占到一部分工作量。

最后測試結(jié)果如圖10所示，功率放大器在20～1 000 MHz帶寬內(nèi)輸出功率大于50.3 dBm（107.2 W），增益大于11.3 dB，漏極效率大于34.5%，達到了設計目標。與同類產(chǎn)品的比較見表3，可見成功在5個倍頻程以上達到了50.3 dBm以上的輸出功率[16-19]。

3 結(jié) 論

本文簡要介紹了如何將鐵氧體磁芯與TLT相結(jié)合并應用在寬帶功率放大器的匹配電路中，在此基礎上進行了20～1 000 MHz 100 W GaN寬帶功率放大器的仿真及實物設計，測試結(jié)果滿足了設計指標，成功將百瓦量級功率放大器的帶寬拓展到5個倍頻程以上，解決了此頻段的實際應用需求。后續(xù)將結(jié)合實測結(jié)果和仿真數(shù)據(jù)，修改對應仿真模型，提高仿真的準確度，在此基礎上進一步提高此頻段功率放大器的效率、增益等關鍵指標。

參考文獻：

文中的三階段博弈是基于古諾模型建立的，續(xù)航里程研發(fā)量不影響反市場需求函數(shù)，是隱含條件，但是在實踐中，有些汽車品類的續(xù)航研發(fā)量會對消費者需求產(chǎn)生一定的影響，這類問題還需在下一階段進行深入研究；另外本文僅研究兩個新能源汽車企業(yè)開展聯(lián)合研發(fā)的情況，更加復雜的市場網(wǎng)絡在新政策下的研發(fā)動向也是值得繼續(xù)研究的方向。

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