拉曼測(cè)溫系統(tǒng)的數(shù)據(jù)采集與處理

王家寧，衣文索，牛衛(wèi)叢，張葉浩

（長(zhǎng)春理工大學(xué) 光電工程學(xué)院，吉林 130022）

光纖傳感[1］技術(shù)是以光纖作為傳輸介質(zhì)，利用光作為信息載體，集探測(cè)和傳輸于一體的技術(shù)。由于光在光纖中傳播受外界各種因素的影響，例如溫度、壓力會(huì)導(dǎo)致光強(qiáng)、頻率、相位等光波參量的變化，利用這些特性可以準(zhǔn)確測(cè)量光纖各部分各種參數(shù)的變化從而起到監(jiān)測(cè)作用。在以上可以監(jiān)測(cè)的參數(shù)中，溫度是與人們最密切相關(guān)的，是從事各項(xiàng)生產(chǎn)活動(dòng)所要參照和監(jiān)測(cè)的重要指標(biāo)，傳統(tǒng)的測(cè)溫[2］方法已經(jīng)比較成熟，熱敏電阻和半導(dǎo)體測(cè)溫等各種溫度傳感器已經(jīng)應(yīng)用到各個(gè)領(lǐng)域，但是在一些特殊環(huán)境，例如在高腐蝕、高輻射、高壓、易燃易爆等情況下，傳統(tǒng)測(cè)溫傳感器[3］無(wú)法勝任測(cè)溫需求。所以在光纖傳感技術(shù)飛速發(fā)展的時(shí)期，利用光纖傳感技術(shù)進(jìn)行測(cè)溫逐漸進(jìn)入科研人員的視野。與傳統(tǒng)的測(cè)溫傳感器相比，光纖測(cè)溫傳感器有很多無(wú)法比擬的優(yōu)點(diǎn)，主要包括：

（1）抗電磁干擾，電絕緣性好，耐腐蝕；（2）體積小，重量輕，幾何可塑性好；（3）傳輸損耗小，可遠(yuǎn)距離監(jiān)測(cè)；（4）成本低，穩(wěn)定性好；（5）靈敏度強(qiáng)、精度高。

光纖傳感測(cè)溫器主要分為點(diǎn)式光纖測(cè)溫傳感器和分布式光纖測(cè)溫傳感器，點(diǎn)式傳感器中的光纖只用作信息的傳輸，尾端利用傳統(tǒng)的傳感器進(jìn)行探測(cè)，如果探測(cè)范圍大，則點(diǎn)式傳感器局限性很大，并且浪費(fèi)資源。分布式光纖測(cè)溫傳感器的光纖集探測(cè)和傳輸于一體，整根光纖作為傳感單元，傳感點(diǎn)隨光纖連續(xù)分布，測(cè)量范圍廣且成本較低。分布式光纖測(cè)溫傳感器目前成為了測(cè)溫方法中的主流。在閱讀了大量關(guān)于分布式測(cè)溫系統(tǒng)的國(guó)內(nèi)外文獻(xiàn)，對(duì)該系統(tǒng)國(guó)內(nèi)外的研究現(xiàn)狀進(jìn)行了解，總結(jié)了分布式拉曼測(cè)溫系統(tǒng)現(xiàn)今存在的不足和缺點(diǎn)，對(duì)這些缺點(diǎn)進(jìn)行針對(duì)性分析發(fā)現(xiàn)該系統(tǒng)主要在后端信息處理[4］采集部分需要改善。

1 拉曼測(cè)溫系統(tǒng)

基于拉曼散射光的分布式光纖測(cè)溫系統(tǒng)整體工作流程如圖1所示。

圖1 拉曼測(cè)溫系統(tǒng)

光源采用脈沖激光器，通過(guò)FPGA外部觸發(fā)來(lái)發(fā)射脈沖光，經(jīng)波分復(fù)用器中的雙向耦合器耦合進(jìn)入置于待測(cè)溫度場(chǎng)中的傳感光纖后，光脈沖與光纖中的粒子相互作用后產(chǎn)生拉曼散射光，其中的背向拉曼散射光返回到波分復(fù)用器中，濾出斯托克斯光和反斯托克斯光，分別進(jìn)入到光電探測(cè)器將光信號(hào)轉(zhuǎn)化為電信號(hào)，此時(shí)的電信號(hào)比較微弱，經(jīng)放大器放大后進(jìn)入數(shù)據(jù)采集卡后進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)在計(jì)算機(jī)上進(jìn)行解調(diào)處理，得到全光纖上的溫度信息。

本文采用友晶科技生產(chǎn)的DE2-115和DCC-HSMC子板作為硬件開(kāi)發(fā)平臺(tái)進(jìn)行后續(xù)信號(hào)處理系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。開(kāi)發(fā)板和AD板卡如圖2、圖3所示。

圖2 友晶DCC-HSMC子板

圖3 友晶DE2-115開(kāi)發(fā)平臺(tái)

AD子板具有150MSPS雙采集通道；開(kāi)發(fā)板攜帶以太網(wǎng)接口，2片64MB SDRAM，F(xiàn)PGA采用Altera公司的EP4CE115F29作為主控芯片，其具有114，480個(gè)邏輯單元，432個(gè)M9K內(nèi)存模塊，3888Kbit的嵌入式存儲(chǔ)器位，4個(gè)鎖相環(huán)以及266個(gè)18×18乘法器資源，滿足系統(tǒng)硬件要求。

2 數(shù)據(jù)采集部分

后端信息處理采集[5］部分工作流程圖如圖4所示。

圖4 信息處理采集部分

AD采集到的數(shù)據(jù)送到計(jì)算模塊，計(jì)算模塊把上次周期對(duì)應(yīng)采集到的數(shù)據(jù)進(jìn)行累加，存儲(chǔ)到存儲(chǔ)器，等累加到相應(yīng)次數(shù)，然后讀取數(shù)據(jù)，通過(guò)串口通信傳送到上位機(jī)進(jìn)行解調(diào)。其中AD采集模塊如圖5所示。

圖5 雙路高速AD采集

由圖中可見(jiàn)，AD采集模塊主要由FPGA主板內(nèi)置PLL、寄存器數(shù)據(jù)采集A、B和子板的雙通道采集卡組成，右側(cè)AD子板通過(guò)HSMC高速接口連接到FPGA主板上，通道A、B采集到的兩路14位數(shù)據(jù)存儲(chǔ)到寄存器數(shù)據(jù)采集A、B中。

（1）PLL模塊設(shè)計(jì)

AD模塊中需要不同頻率的時(shí)鐘，保持外部輸入信號(hào)與內(nèi)部的振蕩信號(hào)同步，但是通過(guò)觸發(fā)器進(jìn)行分頻產(chǎn)生的時(shí)鐘噪聲較大，所以通過(guò)內(nèi)置PLL鎖相環(huán)產(chǎn)生不同時(shí)鐘提供給AD模塊。PLL模塊具體代碼實(shí)現(xiàn)如下：

inclk0為50MHZ的輸入時(shí)鐘，c0為AD模塊工作時(shí)鐘，為50MHz。c1、c2為外部AD芯片工作時(shí)鐘，分別為100MHz。locked信號(hào)用于指示PLL是否完成內(nèi)部初始化，已經(jīng)可以正常輸出了高電平有效。areset是PLL模塊的復(fù)位信號(hào)，高電平進(jìn)入復(fù)位狀態(tài)。通過(guò)Modelsim對(duì)配置的PLL模塊進(jìn)行仿真，如圖6所示。

圖6 PLL模塊仿真圖

由仿真圖可以看出c0一個(gè)周期為20ns，則頻率為50MHz，c1、c2一個(gè)周期分別為10ns，則頻率為100MHz。所以空間分辨率X為：

其中，c為光在真空中傳播的速率3×108m/s，Δt為時(shí)鐘周期10ns，n為光纖折射率1.5，帶入（1）式中，可得空間分辨率為1m，所以該模塊設(shè)計(jì)符合系統(tǒng)需求。

（2）數(shù)據(jù)采集設(shè)計(jì)

數(shù)據(jù)采集部分主要是銜接子卡采集到的數(shù)據(jù)，以觸發(fā)器提取AD芯片輸出時(shí)鐘，在上升沿時(shí)刻將14位數(shù)據(jù)存入寄存器。以子卡通道A為例，代碼實(shí)現(xiàn)如下所示：

ADA_DCO為A路采集通道的輸出時(shí)鐘，ADA_D為數(shù)字信號(hào)，per_a2da_d和a2da_data分別為14位的寄存器。采集系統(tǒng)開(kāi)始運(yùn)行時(shí)，如果檢測(cè)到ADA_DCO輸出時(shí)鐘上升沿信號(hào)，說(shuō)明模數(shù)轉(zhuǎn)換完成，則執(zhí)行第一個(gè)always模塊的內(nèi)的程序，采集到的數(shù)字信號(hào)ADA_D傳送給14位寄存器per_a2da_d，但是由于下個(gè)時(shí)鐘的不確定性，具體到來(lái)時(shí)間不明確，轉(zhuǎn)換時(shí)間也不知道，所以為了讓采集到的數(shù)據(jù)更準(zhǔn)確，則增加了一個(gè)時(shí)鐘的緩沖模塊。程序運(yùn)行時(shí)，兩個(gè)always模塊同時(shí)進(jìn)行掃描，如果沒(méi)有檢測(cè)到第一個(gè)模塊的ADA_DCO輸出時(shí)鐘的上升沿，模數(shù)轉(zhuǎn)換未完成，則第二個(gè)模塊的per_a2da_d寄存器一直向a2da_data寄存器存入空數(shù)據(jù)，只有當(dāng)檢測(cè)到ADA_DCO上升沿信號(hào)時(shí)，采集到的數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)一個(gè)sys_clk時(shí)鐘周期才會(huì)最終傳送到a2da_data寄存器中，完成一次采集過(guò)程。

3 信號(hào)處理部分

在上一部分可知，AD卡采集到的數(shù)據(jù)傳輸?shù)接?jì)算模塊，在計(jì)算模塊進(jìn)行濾波[6-10］，假設(shè)有4幀數(shù)據(jù)，長(zhǎng)度均為4，第一幀a1、a2、a3、a4，第二幀b1、b2、b3、b4，第三幀c1、c2、c3、c4，第四幀d1、d2、d3、d4，想要計(jì)算每次周期對(duì)應(yīng)點(diǎn)的采集數(shù)據(jù)之和就需要利用滑動(dòng)累加平均，原理圖如圖7所示。

圖7 累加算法原理圖

in為數(shù)據(jù)輸入端，第一幀數(shù)據(jù)輸入為a1-a4，a1通過(guò)輸入端經(jīng)加法器直接進(jìn)入輸出端，但是不能直接通過(guò)P點(diǎn)反饋到加法器，因?yàn)橄聜€(gè)數(shù)據(jù)為a2，不是對(duì)應(yīng)周期點(diǎn)的b1，所以就需要緩沖器進(jìn)行數(shù)據(jù)緩沖潛伏，對(duì)于緩沖周期較長(zhǎng)、速度要求較高的場(chǎng)合，可以采用FIFO[11］，對(duì)于緩沖周期較短、速度要求不高的場(chǎng)合，可以采用級(jí)聯(lián)的寄存器。緩沖器的緩沖潛伏深度是滑動(dòng)累加器的關(guān)鍵，假如有4幀數(shù)據(jù)，潛伏深度為4-1=3，因?yàn)榧臃ㄆ鬏敵鲇幸患?jí)寄存。信號(hào)F為使能相加，當(dāng)其為高時(shí)允許加法器執(zhí)行加法操作，否則in端數(shù)據(jù)直接輸出。C為捕獲信號(hào)，當(dāng)其為高時(shí)捕獲節(jié)點(diǎn)P數(shù)據(jù)并輸出給out，否則保持不變?；瑒?dòng)累加器如圖8所示。

圖8 滑動(dòng)累加器時(shí)序圖

由時(shí)序圖可見(jiàn)，s11=a1+b1，s21=a2+b2，s31=a3+b3，s41=a4+b4，s12=c1+s11，s22=c2+s21，s32=c3+s31，s42=c4+s41，s1=s12+d1，s2=s22+d2，s3=s32+d3，s4=s42+d4。累加結(jié)束后進(jìn)行平均，假如累加了256次，取其平均則需去掉該寄存器的低8位，相當(dāng)于進(jìn)行了256次平均，并且由于本文使用的AD板卡可以采集到14位數(shù)據(jù)，所以存儲(chǔ)數(shù)據(jù)的寄存器為14+8=22位?；瑒?dòng)累加平均通過(guò)對(duì)不同時(shí)刻同一點(diǎn)的數(shù)據(jù)進(jìn)行多次累加取平均可以達(dá)到對(duì)噪聲的濾除，使采集的數(shù)據(jù)更加平滑穩(wěn)定。

4 實(shí)驗(yàn)仿真

最后采集的數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)多次累加實(shí)驗(yàn)得到如圖9-12的仿真波形。

圖9 累加平均1次

圖10 累加平均100次

圖11 累加平均500次

圖12 累加平均1000次

圖9為累加平均一次的結(jié)果，兩路波形完全混疊在一起，圖10累加平均100次之后的結(jié)果，噪聲被逐漸抑制，兩路波形逐漸被分開(kāi)，累加平均500次，噪聲很大程度上被抑制，并可以清晰的分辨出兩路波形，當(dāng)累加平均1000次時(shí)，已經(jīng)可以分辨出信號(hào)強(qiáng)度較弱的反斯托克斯光，信號(hào)強(qiáng)度稍強(qiáng)的為斯托克斯光。兩路信號(hào)噪聲抑制情況都較為理想，可以看出累加平均到1000次，采集到的數(shù)據(jù)已經(jīng)趨于平滑。

5 結(jié)論

本文搭建了分布式測(cè)溫平臺(tái)進(jìn)行對(duì)溫度的測(cè)量，并利用FPGA主板和AD子板設(shè)計(jì)了測(cè)溫系統(tǒng)的后端采集處理部分，經(jīng)過(guò)多次累加平均計(jì)算，可以清晰的分辨出采集到的反斯托克斯光信號(hào)，并抑制了該信號(hào)噪聲，并且通過(guò)PLL模塊設(shè)計(jì)倍頻100MHz得到空間分辨率可達(dá)1M，滿足對(duì)溫度監(jiān)測(cè)的需求。

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