連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)技術(shù)研究*

丁爽，尚朝軒，韓壯志，解輝

(軍械工程學(xué)院 電子與光學(xué)工程系，河北 石家莊 050003)

0 引言

隨著電子技術(shù)的飛速發(fā)展，越來越多的電子偵察/干擾設(shè)備被應(yīng)用于現(xiàn)代戰(zhàn)場(chǎng)，給雷達(dá)的生存帶來了巨大的威脅。其中瞬時(shí)測(cè)頻(instantaneous frequency measurement，IFM)接收機(jī)采用比相法瞬時(shí)測(cè)頻技術(shù)，具有截獲概率高、瞬時(shí)帶寬大、實(shí)時(shí)性好等特點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于雷達(dá)告警、電子偵察等電子對(duì)抗設(shè)備[1-3]。因此，如何有效地干擾IFM接收機(jī)的工作，對(duì)雷達(dá)在戰(zhàn)場(chǎng)上的生存至關(guān)重要。

射頻掩護(hù)信號(hào)是為了保護(hù)雷達(dá)真實(shí)工作頻率而設(shè)計(jì)的具有欺騙性的信號(hào)[4]。現(xiàn)代雷達(dá)為了提高其抗干擾/抗偵察能力，往往設(shè)計(jì)了較為復(fù)雜的工作波形，而對(duì)射頻掩護(hù)信號(hào)的研究比較少[5]。IFM在一次采樣時(shí)間內(nèi)只能給出一個(gè)測(cè)頻結(jié)果，因此在一次采樣時(shí)間內(nèi)如果有多個(gè)信號(hào)頻率，則IFM不能準(zhǔn)確測(cè)得信號(hào)頻率[6-8]。針對(duì)IFM接收機(jī)的這一特性，本文提出使用連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)干擾IFM接收機(jī)的測(cè)頻，以達(dá)到保護(hù)雷達(dá)的目的。

1 IFM接收機(jī)原理

IFM接收機(jī)是一種非搜索式的寬帶測(cè)頻接收機(jī)，利用延時(shí)線或其他手段將頻率信息轉(zhuǎn)換為相位信息，通過對(duì)相位信息的測(cè)量得到信號(hào)的瞬時(shí)頻率[9-11]。

IFM接收機(jī)的一種典型類型就是使用延時(shí)-鑒相組合得到相位信息。延時(shí)-鑒相組合的原理如圖1所示。

圖1 延時(shí)-鑒相組合原理圖
Fig.1 Diagram of combination of time delay and phase demodulation

將截獲信號(hào)通過功分器分成2路信號(hào)，其中一路信號(hào)經(jīng)過一定的射頻延遲T后與另一路信號(hào)產(chǎn)生一定的相位差φ。相位差φ與信號(hào)頻率fRF的關(guān)系式為

φ=2πfRFT.

(1)

由于延遲時(shí)間T已知，所以只需測(cè)出相位差φ就可求得信號(hào)頻率fRF。圖1中的鑒相模塊就是用于測(cè)量2個(gè)輸入信號(hào)的相位差。因?yàn)橄辔粺o模糊測(cè)量范圍是[0,2π),所以由式(1)得，頻率fRF的無模糊測(cè)量范圍為

(2)

由式(2)可知，為了得到大的測(cè)頻范圍，需要使用較短延遲時(shí)間。但是為了提高測(cè)頻精度又需要較長(zhǎng)的延遲時(shí)間。因此實(shí)際中IFM接收機(jī)采用多路延時(shí)-鑒相組合，用短延遲-鑒相組合的相位輸出求解長(zhǎng)延遲-鑒相組合的相位輸出的模糊，用長(zhǎng)延遲-鑒相組合解模糊后的相位輸出校準(zhǔn)短延遲-鑒相組合的相位測(cè)量值。對(duì)于多路延時(shí)-鑒相組合的并行運(yùn)用，頻率分辨率的一般表達(dá)式為

(3)

式中：Tm為最短延遲時(shí)間；m為低位延時(shí)-鑒相組合的量化比特?cái)?shù)；n為相鄰延時(shí)-鑒相組合的延時(shí)線比；k為延時(shí)-鑒相組合路數(shù)。在實(shí)際工作中，延時(shí)-鑒相組合路數(shù)不宜過多，否則體積過大，一般k=3或4。

IFM接收機(jī)組成如圖2所示，除了多路延時(shí)-鑒相組合，它還包括限幅放大器，同時(shí)到達(dá)信號(hào)檢測(cè)電路和門限檢測(cè)/定時(shí)控制電路。其中同時(shí)到達(dá)信號(hào)檢測(cè)電路用于檢測(cè)采樣時(shí)間內(nèi)是否有同時(shí)到達(dá)信號(hào)，去除同時(shí)到達(dá)信號(hào)的測(cè)頻結(jié)果對(duì)IFM接收機(jī)測(cè)頻的影響；門限控制/定時(shí)控制電路用于啟動(dòng)對(duì)τpw,tTOA等其他脈沖描述字的測(cè)量。

圖2 IFM接收機(jī)的組成Fig.2 Composition of a IFM receiver

2 連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)工作原理

IFM接收機(jī)利用延時(shí)線將相位信息轉(zhuǎn)換成頻率信息，實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)頻率的實(shí)時(shí)測(cè)量。如果在采樣時(shí)間以內(nèi)截獲信號(hào)的瞬時(shí)頻率近似保持不變，且無相位跳變，則IFM接收機(jī)的測(cè)頻結(jié)果正確。這就意味著一個(gè)采樣時(shí)間內(nèi)IFM接收機(jī)只能對(duì)一個(gè)信號(hào)的頻率做出準(zhǔn)確測(cè)量。因此當(dāng)截獲信號(hào)存在同時(shí)到達(dá)信號(hào)時(shí)，IFM接收機(jī)則不能準(zhǔn)確測(cè)出信號(hào)頻率。

對(duì)同時(shí)到達(dá)的2個(gè)信號(hào)的延時(shí)-鑒相結(jié)果進(jìn)行分析。設(shè)同時(shí)到達(dá)的2個(gè)信號(hào)分別為

s1=A1ej2πf1T=A1ejφ1=A1cosφ1+A1jsinφ1,

(4)

s2=xA1ej2πf2T=xA1ejφ2=xA1cosφ2+xA1jsinφ2,

(5)

而二者合成矢量為

s=Aej2πfT=Aejφ=Acosφ+Ajsinφ,

(6)

式中：A1，xA1和A分別為信號(hào)s1，s2和s的幅度；f1，f2和f則分別為信號(hào)s1，s2和s的頻率；φ1，φ2和φ分別為信號(hào)s1，s2和s的相位。

假定信號(hào)s1是大信號(hào)，s2是同時(shí)到達(dá)的小信號(hào)，即x>1。求同時(shí)到達(dá)的小信號(hào)對(duì)測(cè)頻的影響，即求合成信號(hào)s和信號(hào)s1的頻率差，可等價(jià)為求二者的相位差Δφ=φ-φ1。

由矢量合成原則，得

A1sinφ1+xA1sinφ2=Asinφ,

(7)

A1cosφ1+xA1cosφ2=Acosφ.

(8)

設(shè)信號(hào)s2和信號(hào)s1的相位差Δφ1=|φ1-φ2|，則

(9)

由式(9)得，Δφ1一定時(shí)(2個(gè)同時(shí)到達(dá)信號(hào)頻率一定時(shí))，x的值越大(2同時(shí)到達(dá)信號(hào)幅度值差越大)，Δφ的值越小(信號(hào)s和信號(hào)s1的頻率差越小)，即合成信號(hào)測(cè)量頻率越靠近大信號(hào)。

而當(dāng)x的值一定時(shí)(2個(gè)同時(shí)到達(dá)信號(hào)的幅度一定時(shí))，Δφ1的值越大(信號(hào)s2和信號(hào)s1的頻率差越大) ，Δφ的值越大(信號(hào)s和信號(hào)s1的頻率差越大)。

經(jīng)過上面的分析可知，同時(shí)到達(dá)的信號(hào)會(huì)影響IFM接收機(jī)的測(cè)頻結(jié)果。利用IFM接收機(jī)的這種性質(zhì)，在雷達(dá)發(fā)射雷達(dá)脈沖信號(hào)的同時(shí)發(fā)射一定功率的連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)。如果連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)在IFM接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)，則對(duì)于IFM接收機(jī)，每個(gè)雷達(dá)脈沖處都存在同時(shí)到達(dá)信號(hào)。因此，IFM接收機(jī)的工作效果將會(huì)受到干擾：

(1) IFM接收機(jī)將大量脈沖信號(hào)標(biāo)記為同時(shí)到達(dá)信號(hào)，則大量脈沖被舍去，IFM接收機(jī)只能輸出少量脈沖參數(shù)。

(2) IFM接收機(jī)沒有將脈沖信號(hào)標(biāo)記為同時(shí)到達(dá)信號(hào)，則測(cè)頻誤差很大，IFM接收機(jī)輸出大誤差的脈沖參數(shù)。

(3) IFM接收機(jī)將連續(xù)波信號(hào)標(biāo)記為了脈沖信號(hào)，則測(cè)得大量的連續(xù)波頻率，IFM接收機(jī)輸出大量的錯(cuò)誤脈沖參數(shù)。

3 仿真校驗(yàn)

對(duì)IFM接收機(jī)的仿真使用SyetemVue平臺(tái)，SyetemVue是由安捷倫公司開發(fā)的仿真平臺(tái)，在最新的版本中，加強(qiáng)了對(duì)雷達(dá)、電子戰(zhàn)仿真模塊的開發(fā)，有利于實(shí)現(xiàn)對(duì)雷達(dá)偵察系統(tǒng)的仿真[12-13]。

本文中IFM接收機(jī)采用4路延時(shí)-鑒相組合，最短延時(shí)線長(zhǎng)度為0.05 ns，延時(shí)線比例為1∶4∶16∶64，瞬時(shí)測(cè)頻范圍20 GHz，測(cè)頻精度為10 MHz。

根據(jù)本文提出的IFM接收機(jī)模型在SyetemVue平臺(tái)搭建的仿真模型如圖3所示。

圖3中“huanjing”模塊為自定義的雷達(dá)混合截獲信號(hào)模塊；“DelayEnv”模塊為射頻延時(shí)模塊，將輸入信號(hào)延時(shí)一定時(shí)間輸出；“PhaseComparator”模塊為相位比較器，輸出2輸入信號(hào)的相位差；“DownSampleEnv”模塊為降采樣模塊，降低輸入信號(hào)采樣率，在保證不影響測(cè)頻結(jié)果的前提下降低數(shù)據(jù)量，提高仿真速率；“MATLAB”模塊為Matlab腳本，用于仿真數(shù)字信號(hào)處理部分，實(shí)現(xiàn)相位信息到頻率信息的轉(zhuǎn)換和和4路鑒相結(jié)果的解模糊[14-15]；“Sink”模塊用于接收和存儲(chǔ)測(cè)頻結(jié)果。

設(shè)定雷達(dá)混合截獲信號(hào)存在1部雷達(dá)和1部連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)發(fā)射機(jī)，雷達(dá)使用線性調(diào)頻信號(hào)，脈寬為1 μs，脈沖重復(fù)周期為40 μs，載頻為2 GHz。連續(xù)波信號(hào)使用步進(jìn)頻率連續(xù)波。設(shè)雷達(dá)脈沖信號(hào)

圖3 雷達(dá)偵察接收機(jī)仿真Fig.3 Simulation of radar reconnaissance receiver

與掩護(hù)信號(hào)之間的功率比為k，即

(10)

式中：Ps為雷達(dá)脈沖的功率；Pcw為連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)的功率；k的單位為dB。

定義測(cè)頻誤差為

(11)

當(dāng)k一定時(shí)，改變連續(xù)波信號(hào)的頻率，由式(9)可知，連續(xù)波信號(hào)頻率的改變會(huì)影響IFM接收機(jī)的測(cè)頻結(jié)果。設(shè)定k=10,0和-10 dB 3種情況，仿真結(jié)果如圖4所示。

當(dāng)連續(xù)波信號(hào)頻率一定時(shí)，改變連續(xù)波信號(hào)的功率，即改變k的值，同樣由式(9)可知，雷達(dá)脈沖信號(hào)與掩護(hù)信號(hào)之間的功率比k的的改變會(huì)影響IFM接收機(jī)的測(cè)頻結(jié)果。設(shè)定連續(xù)波頻率fcw=1.5,2和3 GHz 3種情況，仿真結(jié)果如圖5所示。

由仿真結(jié)果圖4和圖5可以看出來，當(dāng)連續(xù)波頻率與雷達(dá)脈沖頻率偏差越大時(shí)，IFM接收機(jī)測(cè)頻誤差越大；當(dāng)雷達(dá)脈沖信號(hào)與掩護(hù)信號(hào)之間的功率比k越大時(shí)，IFM接收機(jī)測(cè)頻誤差越小。仿真結(jié)果與理論相符，用連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)干擾IFM接收機(jī)工作是可行的。

圖4 連續(xù)波信號(hào)頻率改變仿真結(jié)果Fig.4 Simulation results of continuous wave signal frequency change

圖5 改變k值仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of changing k values

4 結(jié)束語

本文分析了IFM接收機(jī)的測(cè)頻構(gòu)成和原理，闡述了同時(shí)到達(dá)信號(hào)對(duì)IFM接收機(jī)測(cè)頻的影響。通過分析，提出了一種干擾IFM接收機(jī)測(cè)頻工作的方法，即使用一定范圍內(nèi)功率和頻率的連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)使IFM接收機(jī)收到的雷達(dá)脈沖信號(hào)都為同時(shí)到達(dá)信號(hào)，以此干擾IFM接收機(jī)的測(cè)頻工作，最后仿真驗(yàn)證了方法的有效性，并分析了不同功率比和頻率差情況下連續(xù)波掩護(hù)信號(hào)對(duì)IFM接收機(jī)的干擾效果。

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