基于矢量調(diào)制的維也納整流器共模電壓抑制研究

王智敏

(國網(wǎng)福建省電力公司 泉州供電公司，福建 泉州 362000)

0 引 言

隨著分布式能源快速發(fā)展，三相變換器由于具有低功率紋波以及直流側(cè)較小的電容值而逐漸得到廣泛應(yīng)用。過去，兩電平變換器是一種重要的接口選擇。然而，隨著功率以及規(guī)模的增加，兩電平變換器開關(guān)損耗大以及濾波器體積大的缺點(diǎn)顯現(xiàn)出來[1-3]。維也納整流器具有諧波小和濾波器體積小等優(yōu)點(diǎn)，成為分布式能源的重要選擇。

然而，維也納整流器共模電壓大會(huì)損壞發(fā)電設(shè)備，如果不加以控制，會(huì)增加額外的損耗以及電流畸變。文獻(xiàn)[4]提出的LMZVM方法(大矢量、中矢量以及小矢量調(diào)制)會(huì)有效地降低共模電壓，因此被廣泛應(yīng)用到無隔離三電平逆變器中。但是目前還未有文獻(xiàn)研究維也納整流器的共模電壓抑制。

而且維也納整流器也三電平一樣，都存在中點(diǎn)不平衡問題。

電容電壓中點(diǎn)不平衡問題會(huì)增加開關(guān)器件的應(yīng)力，減少電容的壽命。因此，研究維也納整流器中點(diǎn)平衡具有重要的意義。正常情況下，維也納整流器輸出是平衡的，但是遇到干擾的時(shí)候，電容電壓會(huì)發(fā)生中點(diǎn)不平衡問題，輸入電流會(huì)產(chǎn)生二次和四次諧波。因此，文獻(xiàn)[5]提出不連續(xù)調(diào)制方法，實(shí)現(xiàn)開關(guān)損耗減少和中點(diǎn)平衡控制。文獻(xiàn)[6-7]提出空間矢量調(diào)制方法，通過改變矢量作用時(shí)間，實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)平衡控制。文獻(xiàn)[8]提出模型預(yù)測(cè)控制，實(shí)現(xiàn)了中點(diǎn)平衡控制。

但是目前針對(duì)維也納整流器的共模電壓抑制和中點(diǎn)平衡控制，還沒有相關(guān)文獻(xiàn)研究。

因此，本文綜合考慮維也納整流器的開關(guān)損耗以及中點(diǎn)平衡控制問題，提出一種矢量調(diào)制方法，正常情況下，采用LMZVM方法實(shí)現(xiàn)共模電壓減少，當(dāng)出現(xiàn)中點(diǎn)不平衡問題時(shí)，本文提出一種LMSVM方法實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡控制和共模電壓抑制。

1 Vienna整流器共模電壓抑制

維也納整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 維也納整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

系統(tǒng)包括三相電網(wǎng)電壓、濾波器、維也納整流器以及母線電容組成。維也納整流器的輸出接負(fù)載。

本文以維也納整流器的負(fù)極為參考點(diǎn)，在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)等式為：

(1)

式中：ii—輸入電流；ei—三相電網(wǎng)電壓；unN—直流側(cè)負(fù)極到電網(wǎng)中性點(diǎn)n點(diǎn)電壓；uiN—維也納整流器三相輸入電壓，i=a，b，c。

對(duì)式(1)進(jìn)行d-q變換得到：

(2)

維也納整流器的電網(wǎng)電壓矢量、電流矢量和輸入電壓表示為：

(3)

其中：a=ej2/3π。

經(jīng)過PI控制器后，系統(tǒng)將輸出矢量送到矢量調(diào)制中。維也納整流器根據(jù)幅值可以分成大矢量、中矢量、小矢量以及零矢量4個(gè)部分。包括：一個(gè)1零矢量，6個(gè)大矢量、6個(gè)中矢量以及12個(gè)小矢量。維也納整流器矢量控制圖如圖2所示。

圖2 維也納整流器空間矢量圖

共模電壓的公式為：

(4)

因此能夠得到維也納整流器的開關(guān)狀態(tài)和電壓幅值如表1所示。

表1 維也納整流器開關(guān)狀態(tài)和電壓幅值

當(dāng)正常情況下，采用LMZVM的方法(如表1所示)，大矢量的共模電壓為±Vdc/6，中矢量和零矢量的共模電壓為0。LMZVM的矢量圖如圖3所示。假設(shè)矢量在I大區(qū)1小區(qū)時(shí)，開關(guān)次序如圖4所示。

圖4 在扇區(qū)1 LMZVM開關(guān)次序

2 維也納整流器中點(diǎn)平衡控制研究

三電平存在中點(diǎn)不平衡問題，維也納整流器也同樣存在[9-10]。VIENNA整流器開關(guān)狀態(tài)對(duì)中電電位影響VIENNA整流器開關(guān)狀態(tài)對(duì)中電電位影響如圖5所示。

圖5 VIENNA整流器開關(guān)狀態(tài)對(duì)中電電位影響

如圖5(a)所示，當(dāng)維也納整流器的矢量為[POO]時(shí)，會(huì)減少上側(cè)電容電壓；同理，如圖5(b)所示，當(dāng)維也納整流器的矢量為[OON]時(shí)，會(huì)減少上側(cè)電容電壓；當(dāng)維也納整流器為[OOO]和[PNN]，不會(huì)影響電容電壓，如圖5(c)、5(d)所示； 維也納整流器的中矢量也影響中點(diǎn)平衡，可以通過改變小矢量作用時(shí)間實(shí)現(xiàn)對(duì)其控制，如圖5(e)、5(f)所示。

在I大區(qū)，假設(shè)當(dāng)下側(cè)電容電壓大于上側(cè)電容電壓時(shí)，需要選擇N型矢量的作用時(shí)間，故本文選擇[OON]作為調(diào)節(jié)中點(diǎn)平衡的矢量，如圖6所示。

圖6 在扇區(qū)1 LMSVM開關(guān)次序

同理，假設(shè)當(dāng)上側(cè)電容電壓大于下側(cè)電容電壓時(shí)，需要選擇P型矢量的作用時(shí)間，故本文選擇[POO]作為調(diào)節(jié)中點(diǎn)平衡的矢量。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證所提出的共模電壓抑制和中點(diǎn)平衡控制方法的正確性，本文搭建了一臺(tái)10 kW維也納整流器，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2所示。

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

采用傳統(tǒng)方法和本文提出LMSVM和LMZVM方法的實(shí)驗(yàn)對(duì)比波形如圖(7～8)所示。

圖7 采用傳統(tǒng)算法的維也納整流器共模電壓波形

圖8 采用本文提出算法的維也納整流器共模電壓波形

通過實(shí)驗(yàn)波形能夠看出，采用傳統(tǒng)方法，共模電壓達(dá)到200 V。當(dāng)采用本文算法以后，共模電壓的峰值在70 V左右，共模電壓得到了很好的抑制。

采用本文算法以后的維也納整流器線電壓和電流波形如圖9所示。

圖9 維也納整流器線電壓和電流波形

通過圖9可以看出，線電壓波形為五電平，輸入電流波形質(zhì)量良好。

采用本文算法后維也納整流器電容電壓實(shí)驗(yàn)波形如圖10所示。通過波形能夠看出，在250 ms的時(shí)候加入本文中點(diǎn)平衡控制算法，中點(diǎn)電位得到很好的控制。

圖10 采用本文算法后不平衡到平衡的實(shí)驗(yàn)波形

4 結(jié)束語

維也納整流器具有諧波小和濾波器體積小等優(yōu)點(diǎn)得到廣泛關(guān)注，但是維也納整流器存在共模電壓高和中點(diǎn)電位不平衡的問題。為此，本文針對(duì)維也納整流器，首先提出LMZVM實(shí)現(xiàn)共模電壓抑制，當(dāng)存在中點(diǎn)不平衡問題時(shí)，提出LMSVM方法實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)平衡控制。

本文提出方法能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)共模電壓抑制、中點(diǎn)平衡以及電流跟蹤控制。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提算法能夠?qū)崿F(xiàn)電流跟蹤、共模電壓抑制和中點(diǎn)平衡控制。

[1] 王若醒，吳迎霞，楊恢宏，等.兩級(jí)式T型三電平光伏逆變器的關(guān)鍵技術(shù)研究及實(shí)現(xiàn)[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2015，43(4):58-62.

[2] 翦志強(qiáng)，司徒琴.三相電壓不對(duì)稱跌落光伏并網(wǎng)逆變器控制方法[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2015，43(14):126-130.

[3] 張明光，陳曉婧.光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的低電壓穿越控制策略[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2014，42(11):28-33.

[4] LEE J S, LEE K B. New modulation techniques for a leakage current reduction and a neutral-point voltage balance in transformerless photovoltaic systems using a three-level inverter[J].IEEETransactionsonPowerElectron，2014，29(4):1720-1732.

[5] LEE J S, LEE K B. Carrier-based discontinuous PWM method for vienna rectifiers[J].IEEETransactionsonPowerElectronics，2015，30(5)：2896-2900.

[6] LEE J S, LEE K B. Time-offset injection method for neutral-point AC ripple voltage reduction in a three-level inverter[J].IEEETransactionsonPowerElectronics，2016，31(3)：1931-1941.

[7] DALESSANDRO L, ROUND S D, DROFENIK U, et al. Discontinuous space-vector modulation for three-level PWM rectifiers[J].IEEETransactionsonPowerElectronics，2008，23(2)：530-542.

[8] VARGAS R, CORTES P, AMMANN U, et al. Predictive control of a three-phase neutral-point-clamped inverter[J].IEEETrans.Ind.Electron，2007，54(5):2697-2705.

[9] JIANG W D， DU S W， CHANG L C, et al. Hybrid PWM strategy of SVPWN and VSVPWM for NPC three-level voltage-source inverter[J].IEEETransactionsonPowerElectron，2010，25(10):2607-2619.

[10] ZHANG Z，THOMSEN O C， ANDERSEN M A E. Discontinuous PWM modulation strategy with circuit-level decoupling concept of three level neutral-point-clamped (NPC) inverter[J].IEEETrans.Ind.Electron，2013，60(5):1897-1906.