基于SiGe BiCMOS工藝的高速光接收機(jī)模擬前端電路

謝?生，谷由之，毛陸虹，吳思聰，高?謙

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基于SiGe BiCMOS工藝的高速光接收機(jī)模擬前端電路

謝?生1，谷由之1，毛陸虹2，吳思聰1，高?謙1

(1. 天津大學(xué)微電子學(xué)院天津市成像與感知微電子技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，天津 300072；2. 天津大學(xué)電氣自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，天津 300072)

光接收機(jī)；跨阻放大器；改進(jìn)型Cherry-Hooper；直流偏移消除電路；鍺硅雙極-互補(bǔ)金屬-氧化物-半導(dǎo)體

隨著社會(huì)信息化程度的不斷提升，人類社會(huì)對(duì)網(wǎng)絡(luò)帶寬和數(shù)據(jù)流量的需求指數(shù)增長(zhǎng)．為滿足海量信息的傳輸，用于干線網(wǎng)絡(luò)傳輸?shù)某咚?、超大容量光纖通信技術(shù)已取得突破性進(jìn)展．光接收機(jī)作為光通信系統(tǒng)的重要組成部分，其功能是把光纖線路輸出的微弱光信號(hào)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，經(jīng)數(shù)字處理后，恢復(fù)發(fā)射前的原始信號(hào)[1-3]．

作為接收鏈路的核心部件，光接收機(jī)前端電路的參數(shù)指標(biāo)決定著通信系統(tǒng)的整體性能[4]．盡管CMOS工藝具有成本低、集成度高的優(yōu)勢(shì)，但MOS器件的跨導(dǎo)低、寄生效應(yīng)大、噪聲性能差．因此，基于CMOS工藝的光接收機(jī)很難實(shí)現(xiàn)寬帶應(yīng)用[5]．而SiGe BiCMOS工藝將高速、電流驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)和模擬精度高的雙極技術(shù)與CMOS技術(shù)融合，為實(shí)現(xiàn)高速光接收機(jī)創(chuàng)造了良好條件[6]．2013年，Brandl等[7]基于BiCMOS工藝設(shè)計(jì)的一款跨阻放大器，盡管可以實(shí)現(xiàn)86.6,dBΩ的增益，但僅能滿足3,Gb/s的數(shù)據(jù)傳輸．最近，Eissa等[8]設(shè)計(jì)的跨阻放大器雖然實(shí)現(xiàn)了40,Gb/s的數(shù)據(jù)傳輸，但增益只有49,dBΩ．由此可見，盡管基于SiGe BiCMOS工藝設(shè)計(jì)的電路在某個(gè)參數(shù)方面表現(xiàn)優(yōu)秀，但仍需平衡各方面的制約，才能達(dá)到更好的整體性能．

本文基于IBM 0.18,μm SiGe BiCMOS 7,WL標(biāo)準(zhǔn)工藝，設(shè)計(jì)了一款光接收機(jī)模擬前端放大電路．該放大電路采用了射隨器反饋的共射共基(Cascode)跨阻放大器，并對(duì)傳統(tǒng)Cherry-Hooper限幅放大器進(jìn)行了改進(jìn)，同時(shí)對(duì)三級(jí)級(jí)聯(lián)的限幅放大器分別給予不同的反饋，從而實(shí)現(xiàn)更高的帶寬和更好的穩(wěn)定性．另外，直流偏移消除電路中使用差分有源密勒電容來替代傳統(tǒng)的片外大電容，在一定程度上也提高了電路的性能．

1?電路結(jié)構(gòu)

標(biāo)準(zhǔn)光接收機(jī)的系統(tǒng)包括光電探測(cè)器、模擬前端電路[9]和數(shù)字后端電路．本文設(shè)計(jì)的模擬前端電路的整體結(jié)構(gòu)如圖1所示，包含跨阻放大器(TIA)、限幅放大器(LA)、輸出緩沖級(jí)(Buffer)和直流偏移消除電路(DOC)．其中，光電探測(cè)器接收來自光纖的微弱光信號(hào)，經(jīng)光電轉(zhuǎn)化后輸出數(shù)微安的光電流至跨阻放大器[10]．跨阻放大器將光電流轉(zhuǎn)化并放大為具有一定幅度的電壓信號(hào)．限幅放大器由三級(jí)改進(jìn)型Cherry-Hooper(CH)增益級(jí)級(jí)聯(lián)而成，它將繼續(xù)放大電壓信號(hào)，直至可用于數(shù)據(jù)恢復(fù)電路．輸出緩沖級(jí)是為了測(cè)試方便而做的阻抗匹配，同時(shí)提供足夠大的輸出擺幅．直流偏移消除電路由一個(gè)低通濾波器(LPF)組成，用來消除過程變化引起的直流電壓偏移．

圖1?光接收機(jī)模擬前端電路結(jié)構(gòu)

2?模擬前端電路分析

2.1?跨阻放大器

鑒于共射共基電路擁有較高的反向隔離度，且輸出電阻遠(yuǎn)大于共射極電路，本設(shè)計(jì)中的跨阻放大器采用射隨器反饋的共射共基結(jié)構(gòu)，如圖2(a)所示．反饋通路采用射隨器獲取輸出電壓，再由電阻F將其轉(zhuǎn)化為電流信號(hào)反饋到輸入端．

由仿真分析可知，HBT的基極-發(fā)射極等效電阻π和集電極-發(fā)射極輸出電阻o的阻值都很大，因此在小信號(hào)分析中可忽略．與基極-發(fā)射極電容π相比，基極-集電極電容μ很小，所以小信號(hào)分析時(shí)忽略μ的作用．另外，射隨器3管的偏置和發(fā)射極面積都很小，所以忽略基極-發(fā)射極電容π3的影響．因此，可畫出如圖2(b)所示的半邊電路的小信號(hào)等效電路．

理論分析表明，電路的跨阻增益

???(1)

其中

式中：in＝π1＋PD；π1和π2分別為1和2管的基極-發(fā)射極電容；PD為PD結(jié)電容；m1、m2和m3分別為1、2和3管的跨導(dǎo)．由式(1)可知，電路的固有頻率ω和阻尼系數(shù)分別為

???(2)

???(3)

而電路的低頻增益為

???(4)

圖3所示為由式(3)計(jì)算的阻尼系數(shù)ζ2與電阻F的關(guān)系曲線．顯然，函數(shù)ζ2(F)近似于一次函數(shù)，電阻越大，反饋信號(hào)越小，值越大．由圖可見，當(dāng)F＝140,Ω時(shí)，電路阻尼系數(shù)的平方等于0.5，這時(shí)可以獲得最優(yōu)的平坦度．

圖3?z,2與RF的關(guān)系曲線

圖4?TIA的跨阻增益和等效輸入噪聲

2.2?限幅放大器及直流偏移消除電路

限幅放大器作為接收機(jī)中的電壓放大器，需要為后級(jí)的數(shù)據(jù)判決電路提供較大的輸出電壓擺幅．圖5(a)是傳統(tǒng)Cherry-Hooper限幅放大器的電路圖，其利用射隨器作為反饋通路，驅(qū)動(dòng)2管的基極-發(fā)射極電容π2，通過反饋信號(hào)，將、處原本孤立的兩個(gè)低頻極點(diǎn)形成一對(duì)共軛極點(diǎn)，因而提高了單級(jí)電路的帶寬．

在忽略1、2和3管的基極-集電極電容μ、體電阻、輸出電阻o以及基極-發(fā)射極等效電阻π的情況下，其小信號(hào)等效電路如圖5(b)所示．

圖5?傳統(tǒng)CH限幅放大器

理論分析可得，其小信號(hào)增益

?????(5)

其中

式中：π2和π3分別為2和3管的基極-發(fā)射極電容；m2和m3分別為2和3管的跨導(dǎo)；L(等于π1)為輸出端的負(fù)載電容．而電路的低頻增益可表?示為

???(6)

由式(5)可知，電路的高頻零點(diǎn)z1≈-m3/π3不會(huì)對(duì)帶寬內(nèi)的增益造成影響．調(diào)節(jié)反饋信號(hào)的大小(即m3和F)，可使電路工作在巴特沃斯響應(yīng)下，獲得最大帶寬．然而，調(diào)節(jié)F的阻值會(huì)改變1的偏置，對(duì)CH電路的增益造成影響．另外，隨著電壓信號(hào)的不斷放大，點(diǎn)較高的直流電平也會(huì)制約輸出信號(hào)的擺幅．

為了降低輸出直流電平，同時(shí)也為了拓展帶寬，本文對(duì)傳統(tǒng)CH電路進(jìn)行了改進(jìn)，即在輸出端與射隨器2的基極之間加了一個(gè)電阻2，如圖6(a)所示．

同理，在忽略1、2和3管的基極-集電極電容μ、體電阻、輸出電阻o以及基極-發(fā)射極等效電阻π的情況下，改進(jìn)型CH限幅放大器的小信號(hào)等效電路如圖6(b)所示．

圖6?改進(jìn)型CH限幅放大器

改進(jìn)后電路的傳輸函數(shù)可表示為

???(7)

其中

而電路的低頻增益

???(8)

圖8是改進(jìn)前后CH限幅放大器的電壓增益對(duì)比圖．由圖8可見，在低頻增益相同的情況下，改進(jìn)型CH電路的帶寬明顯提高．單級(jí)LA電路的－3,dB帶寬可達(dá)18.5,GHz，而電壓增益為16.9,dB．這是因?yàn)楦倪M(jìn)前后CH電路的極點(diǎn)基本一致，而改進(jìn)后電路產(chǎn)生的低頻零點(diǎn)抵消了實(shí)數(shù)極點(diǎn)，故相鄰的共軛對(duì)主極點(diǎn)決定帶寬．

此外，改進(jìn)型CH電路具有更高的穩(wěn)定性．環(huán)路穩(wěn)定性的仿真結(jié)果表明，改進(jìn)型CH電路的相位裕度更接近72°，穩(wěn)定性更好．

在將改進(jìn)型CH電路進(jìn)行三級(jí)級(jí)聯(lián)時(shí)，分別給予各級(jí)不同幅度的反饋，使得每級(jí)電路產(chǎn)生的固有頻率和阻尼系數(shù)都不完全相同，故產(chǎn)生的共軛極點(diǎn)對(duì)不會(huì)重疊．這樣的設(shè)計(jì)不僅能避免因完全相同的改進(jìn)型CH結(jié)構(gòu)級(jí)聯(lián)而導(dǎo)致電路帶寬的劇烈衰減，還能降低LA電路的頻率響應(yīng)尖峰，因而拓展了工作帶寬[12]．

圖8 傳統(tǒng)CH電路和改進(jìn)后CH電路的電壓增益曲線

因?yàn)楣饨邮諜C(jī)前端一般由多級(jí)放大電路組成(如圖1所示)，例如本文中的LA采用了三級(jí)級(jí)聯(lián)，所以一旦其中某級(jí)電路的直流偏置發(fā)生變化，則后級(jí)電路會(huì)將此差異不斷放大，整體電路極有可能進(jìn)入飽和區(qū)，導(dǎo)致信號(hào)傳輸失效[13]．針對(duì)多級(jí)電路的直流偏移，通常會(huì)在電路中增加直流偏移消除電路，如圖9(a)所示．

DOC電路通常需要一個(gè)大電容D來實(shí)現(xiàn)低截止頻率的濾波器．傳統(tǒng)設(shè)計(jì)多采用片外電容，這不僅會(huì)引入大的寄生效應(yīng)，而且不利于電路的單片集成．為克服上述問題，本文利用密勒效應(yīng)，使用差分有源密勒電容電路來實(shí)現(xiàn)大的等效電容，如圖9(b)所示．圖中所示電容CMA通過密勒效應(yīng)放大，放大倍數(shù)為差分放大器的增益因子(1＋m2,D)，故等效電容值

???(9)

由電阻MA和等效電容eq形成的低截止頻率濾波器，將高頻信號(hào)濾除，再通過1管將直流電平反饋到前級(jí)電路，進(jìn)而消除直流偏移．

理論計(jì)算和仿真結(jié)果表明，本設(shè)計(jì)中僅需一個(gè)2,pF左右的MA電容即可實(shí)現(xiàn)1.1,MHz帶寬的低通濾波器．由此可見，利用DAMC電路可避免使用大的片外電容，同時(shí)降低片外電容引入的寄生效應(yīng)．與片上大電容相比，差分有源密勒電容可節(jié)省芯片面積，降低成本，增加可靠性．

2.3?輸出緩沖級(jí)

在高頻信號(hào)傳輸過程中，一般都采用特征阻抗為50,Ω的傳輸線，所以所設(shè)計(jì)的電路和器件的輸入/輸出端也都必須滿足阻抗匹配，以避免信號(hào)反射，降低實(shí)際入射或傳輸功率．由于光接收機(jī)電路是寬帶信號(hào)傳輸線路，故要求系統(tǒng)在整體帶寬內(nèi)都要滿足良好的阻抗匹配．

目前，設(shè)計(jì)使用較多的輸出緩沖級(jí)有電流邏輯型電路(CML)、T倍頻器和有源電感型結(jié)構(gòu)等．其中，CML電路簡(jiǎn)單有效，且輸出阻抗能得到很好的保證，故本文采用CML電路作為輸出緩沖級(jí)．緩沖級(jí)的負(fù)載電阻一般設(shè)置在70,Ω左右，保證22低于-15,dB.因光接收機(jī)中的跨阻放大器和限幅放大器已提供足夠的增益，所以輸出緩沖級(jí)的增益在0,dB左右即可.

3?仿真結(jié)果

為了實(shí)現(xiàn)上述模塊的單片集成，本文基于IBM 0.18,μm SiGe BiCMOS 7,WL工藝(最大的傳輸頻率為60,GHz)對(duì)整體電路進(jìn)行了優(yōu)化，并完成版圖繪制，如圖10所示．芯片核心面積720,μm×700,μm．

圖10?光接收機(jī)模擬前端電路版圖

圖11?模擬前端電路的跨阻增益和等效輸入噪聲

由于高頻電路的實(shí)際測(cè)試多采用網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)電路的參數(shù)進(jìn)行測(cè)量，所以圖12給出了模擬前端電路的參數(shù)版圖后仿結(jié)果．由圖可見，參數(shù)21在-3,dB帶寬內(nèi)極為平坦，其值約為48,dB；而參數(shù)11和22在-3,dB帶寬內(nèi)分別小于-10,dB和-15,dB，表明電路在輸入和輸出端口實(shí)現(xiàn)良好匹配．

圖12?模擬前端電路的S參數(shù)

為了表征所設(shè)計(jì)模擬前端電路對(duì)信號(hào)的實(shí)際傳輸效果，圖13給出了傳輸速率為10,Gb/s、12.5,Gb/s和15,Gb/s時(shí)的眼圖，其輸入電流為5,μA．

由圖13可見，眼圖的時(shí)間抖動(dòng)很小，增益尖峰也不明顯，眼皮較薄，整個(gè)眼圖對(duì)稱完整，張開程度良好，可以實(shí)現(xiàn)高質(zhì)量的信號(hào)傳輸．

表1總結(jié)了本文所設(shè)計(jì)模擬前端電路的性能參數(shù)，并與其他文獻(xiàn)報(bào)道做了對(duì)比．由表可見，本文所設(shè)計(jì)的前端電路在整體性能參數(shù)方面更具優(yōu)勢(shì)．

表1?光接收機(jī)模擬前端電路的性能對(duì)比

Tab.1?Performance comparison of reported optical re-ceiver analog front-end circuit

4?結(jié)?語

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(責(zé)任編輯：王曉燕)

Analog Front-End Circuit for High-Speed Optical Receiver Based on SiGe BiCMOS Technology

Xie Sheng1，Gu Youzhi1，Mao Luhong2，Wu Sicong1，Gao Qian1

(1. Tianjin Key Laboratory of Imaging and Sensing Microelectronic Technology，School of Microelectronics，Tianjin University，Tianjin 300072，China；2. School of Electrical and Information Engineering，Tianjin University，Tianjin 300072，China)

optical receiver；transimpedance amplifier；modified Cherry-Hooper；DC offset cancellation circuit；SiGe BiCMOS

10.11784/tdxbz201612053

TN433

A

0493-2137(2018)01-0057-07

2016-12-20；

2017-05-25.

謝?生（1978—??），男，博士，副教授.

謝?生，xie_sheng06@tju.edu.cn.

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61474081)．

the National Nature Science Foundation of China(No.,61474081).