移相全橋磁耦合諧振無線直流變換器的設(shè)計(jì)

（湖南工業(yè)大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖南 株洲 412007）

0 引言

根據(jù)傳輸軟介質(zhì)和傳輸原理的差異，可以將無線電能傳輸（wireless power transmission，WPT）技術(shù)劃分為電磁輻射式、電場耦合式和磁場耦合諧振式3種[1]。相比于其它兩種無線電能傳輸技術(shù)，磁場耦合諧振式無線電能傳輸技術(shù)具有定向性能較好、輻射較小、傳輸距離較遠(yuǎn)、傳輸功率較大、傳輸效率較高等特點(diǎn)。因此，本文將采用磁場耦合諧振式傳輸技術(shù)對(duì)無線直流變壓器進(jìn)行研究。

為了提高輸電系統(tǒng)的性能，需要深入研究無線電能傳輸?shù)闹麟娐方Y(jié)構(gòu)、控制策略以及對(duì)無線結(jié)構(gòu)模型的改進(jìn)。移相全橋變換器的開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)零電壓（zero voltage switch，ZVS）開關(guān)，因而開關(guān)損耗較小，有利于開關(guān)管的高頻化，并且可以減小變壓器的體積，提高其功率密度[2-3]。但是，在輕載或者負(fù)載變化較大的情況下，全橋變換器的滯后橋臂ZVS開關(guān)的范圍較小，這會(huì)導(dǎo)致開關(guān)管的損耗增加。若開關(guān)管的工作頻率較高，則系統(tǒng)效率會(huì)大幅度降低。并且開關(guān)管導(dǎo)通瞬間會(huì)產(chǎn)生非常大的電流變化率，這會(huì)帶來較大的電磁干擾，使得系統(tǒng)的性能降低。由于WPT存在著較大的氣隙，會(huì)在功率回路中產(chǎn)生較大的漏感，常通過加入諧振補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，利用諧振效應(yīng)減少原邊電流。

由于傳統(tǒng)變壓器的電能傳輸方式的安全系數(shù)較低、使用不夠方便，因而難以適用于一些特殊的場合，而采用無線電能傳輸方式具有方便、可靠、無電火花產(chǎn)生等優(yōu)點(diǎn)，因此，本設(shè)計(jì)中通過移相全橋的電路進(jìn)行無線電能傳輸，以增加軟開關(guān)范圍，減少開關(guān)電流應(yīng)力。在該移相全橋閉環(huán)控制設(shè)計(jì)中，只采用電壓單環(huán)比例-積分（proportional integral，PI）控制，這雖然可以使PI控制設(shè)計(jì)簡化，但是這種控制方法的響應(yīng)速度不快[4]。為了提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度，本研究在電壓閉環(huán)控制的基礎(chǔ)上引入電流環(huán)，采用電壓、電流雙閉環(huán)控制。同時(shí)，對(duì)驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行了改進(jìn)，以便提高驅(qū)動(dòng)的速度。

1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.1 傳統(tǒng)全橋主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)全橋直流變換器主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[5]如圖1所示。

圖1 傳統(tǒng)全橋主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of traditional full bridge main circuit

傳統(tǒng)全橋直流變換器的整個(gè)工作過程如下：直流電輸入通過逆變器逆變成交流電，一次側(cè)的交流電經(jīng)過變壓器傳送到二次側(cè)，并經(jīng)整流濾波后給負(fù)載進(jìn)行供電。其中，Lr是諧振電感，通常涵蓋變壓器產(chǎn)生的漏感。開關(guān)管通過諧振電感和開關(guān)上的二極管和電容實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，但運(yùn)行過程中電感容易飽和，并且繞制工藝要求較高。

1.2 WPT全橋主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

磁耦合諧振式無線電能傳輸系統(tǒng)主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 WPT主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topological structure of WPT main circuit

如圖2所示，磁耦合諧振式變壓器將WPT系統(tǒng)分為兩大部分：發(fā)送端（一次側(cè)）與接收端（二次側(cè)）。發(fā)送端主要包括高頻逆變器、一次側(cè)補(bǔ)償電容和磁耦合變壓器一次側(cè)。接收端主要包括磁耦合變壓器二次側(cè)、二次側(cè)補(bǔ)償電容、全橋整流電路和負(fù)載。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有以下3個(gè)優(yōu)點(diǎn)：

1）輸入與輸出之間通過磁耦合變壓器，實(shí)現(xiàn)了電氣隔離與物理隔離，從而可以減少一次側(cè)與二次側(cè)之間的相互干擾；

2）功率密度和電壓利用率較高，同時(shí)開關(guān)管承受的電壓、電流閥值較小；

3）利用磁耦合變壓器的漏感、開關(guān)管寄生二極管和電容共同實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS開關(guān)。

2 移相控制

2.1 移相全橋控制原理

移相全橋控制策略的基本原理[6-7]如下：如圖2所示，由S1和S3組合為超前橋臂，由S2和S4組合為滯后橋臂。上下橋臂的兩個(gè)開關(guān)管之間180°互補(bǔ)導(dǎo)通，但是在現(xiàn)實(shí)工況中，需要設(shè)置一定的死區(qū)時(shí)間，以防止上下橋臂出現(xiàn)短路現(xiàn)象。同時(shí)，S1與S3分別超前S4與S2一個(gè)相位，這個(gè)相位定義為移相角?？梢酝ㄟ^控制移相角的大小控制橋臂電壓大小，進(jìn)而控制輸出電壓的大小。

2.2 WTP的移相雙閉環(huán)控制

傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)器具有實(shí)現(xiàn)容易、魯棒性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，因而在實(shí)際工程中得到了比較普遍的應(yīng)用。將PI調(diào)節(jié)器應(yīng)用于直流變換器中，可以滿足直流輸出電壓的無靜差跟蹤。為了滿足系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)要求，在實(shí)際系統(tǒng)中引入微分環(huán)節(jié)，構(gòu)成比例積分微分調(diào)節(jié)器。當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載為空載時(shí)，對(duì)于傳統(tǒng)的移相全橋直流變換器，相當(dāng)于是一個(gè)欠阻尼的二階系統(tǒng)，系統(tǒng)的零點(diǎn)和極點(diǎn)均不固定。在工作過程中，為了讓系統(tǒng)具有良好的靜態(tài)性能與動(dòng)態(tài)性能，需要認(rèn)真匹配PID的參數(shù)。

對(duì)于傳統(tǒng)的移相全橋變換器，大多采用單閉環(huán)PI控制，并且以負(fù)載的輸出電壓作為閉環(huán)控制量，但是當(dāng)負(fù)載有擾動(dòng)信號(hào)輸入時(shí)，控制器的動(dòng)作較慢，響應(yīng)速度不夠靈敏。因此，本研究設(shè)計(jì)的移相全橋磁耦合諧振式無線直流變換器采用雙閉環(huán)控制方式。該方式下電壓外環(huán)以負(fù)載輸出電壓作為控制器的輸入量，將負(fù)載電壓與給定電壓相比較，得到輸出的誤差變量，然后通過PI調(diào)節(jié)器得到峰值電流的控制量。電壓內(nèi)環(huán)以負(fù)載輸出電流作為控制器的輸入量，將負(fù)載電流與峰值電流的控制量相比較，得到輸出的誤差變量，然后通過PI調(diào)節(jié)器控制變換器的移相角。移相全橋變換器通過引入電流內(nèi)環(huán)，可以提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，實(shí)現(xiàn)限流與過流保護(hù)，因而能提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度。

3 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

由于TMS320F28335的輸出電壓為3.3 V左右，這一電壓值與開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓值不匹配，因而通常需要設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路以使其兼容。驅(qū)動(dòng)電路的主要作用是放大DSP（digital signal processing）的控制信號(hào)，通過對(duì)控制電路與主電路進(jìn)行電氣隔離，以提高系統(tǒng)的抗干擾能力。因此，驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)直接影響著系統(tǒng)開關(guān)速度。

在全橋電路設(shè)計(jì)中，驅(qū)動(dòng)同一橋臂開關(guān)管的控制信號(hào)是互補(bǔ)的，以便減少隔離電源驅(qū)動(dòng)信號(hào)應(yīng)用自舉類型。因此，本設(shè)計(jì)中，驅(qū)動(dòng)電路中的驅(qū)動(dòng)芯片采用IR2110[8]，它是由美國國際整流公司制造的一種高速、高壓的開關(guān)管驅(qū)動(dòng)芯片。該芯片可以進(jìn)行光電與電磁隔離，并且其結(jié)構(gòu)簡單，體積很小，驅(qū)動(dòng)速度較快。但是已有的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，這樣設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)電路，其開通和關(guān)斷延時(shí)時(shí)間較長（其驅(qū)動(dòng)電路波形如圖3所示），因而會(huì)嚴(yán)重影響開關(guān)管的響應(yīng)速度，對(duì)于高頻開關(guān)電路，還會(huì)大幅度增加開關(guān)管的損耗，從而降低系統(tǒng)的整體效率。基于這一原因，本研究對(duì)驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)進(jìn)行了相應(yīng)改進(jìn)，采用兩級(jí)驅(qū)動(dòng)的方式：1）前級(jí)。通過TM74HC245芯片，對(duì)控制信號(hào)的驅(qū)動(dòng)功率進(jìn)行放大。2）后級(jí)。通過TLP152芯片，進(jìn)行光電與電磁隔離。這種兩級(jí)結(jié)構(gòu)的控制效果與IR2110芯片一樣，但是大大縮短了開通和關(guān)斷延時(shí)時(shí)間（其驅(qū)動(dòng)波形如圖4所示）。對(duì)比圖3和圖4中的波形曲線可知，該設(shè)計(jì)提高了控制電路的響應(yīng)速度。

圖3 采用IR2110芯片的驅(qū)動(dòng)電路波形Fig.3 IR2110 drive waveform

圖4 兩級(jí)式驅(qū)動(dòng)電路波形Fig.4 Two-stage drive circuit waveform

4 無線收發(fā)模型設(shè)計(jì)

常用的無線收發(fā)結(jié)構(gòu)模型是對(duì)稱的[9]，但當(dāng)接收線圈與發(fā)送線圈發(fā)生錯(cuò)位時(shí)，會(huì)使得耦合系數(shù)發(fā)生變化。因此，本文設(shè)計(jì)的無線收發(fā)模型為非對(duì)稱結(jié)構(gòu)：接收端線圈小于發(fā)送端線圈，這使得當(dāng)接收端線圈在發(fā)送端線圈內(nèi)移動(dòng)時(shí)，耦合系數(shù)可以維持恒定。磁耦合變壓器線圈的形狀為平面螺旋線圈，并將耦合線圈鋪設(shè)在平板型磁芯上。磁芯具有非常高的導(dǎo)磁率，因而可以增加線圈的電感量、互感強(qiáng)度，提高線圈的品質(zhì)因數(shù)[10]。本設(shè)計(jì)中，接收端線圈的形狀如圖5所示，發(fā)送端線圈的形狀如圖6所示。

圖5 WPT的接收線圈Fig.5 WPT receiving coil

圖6 WPT的發(fā)送線圈Fig.6 WPT sending coil

與空芯的耦合線圈平臺(tái)相比，搭建這樣的兩個(gè)耦合線圈平臺(tái)，不僅提高了空間交變磁場的均勻度，而且增強(qiáng)了空間磁場的強(qiáng)度，使得系統(tǒng)具有更遠(yuǎn)的傳輸距離、更高的傳輸效率以及更大的傳輸功率。

無線收發(fā)模型的平臺(tái)搭建方式如下：一次側(cè)線圈平放在底層木架上，二次側(cè)線圈平放在頂層木架上，通過改變頂層木架的高度控制兩線圈之間的間距。在本設(shè)計(jì)中，依照移相全橋磁耦合諧振式無線直流變換器確認(rèn)負(fù)載電阻、傳輸距離時(shí)效率最大化以及工業(yè)應(yīng)用需求，將發(fā)射端與接收端的距離設(shè)置為15 cm左右。

5 仿真與實(shí)驗(yàn)波形分析

5.1 WTP的仿真波形分析

基于移相全橋磁耦合諧振式無線直流變換器的理論分析，通過Matlab/Simulink仿真軟件搭建了移相全橋磁耦合諧振式無線直流變換器的雙閉環(huán)降壓仿真模型（如圖7所示），并利用仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證理論分析的正確性。本實(shí)驗(yàn)設(shè)定的仿真參數(shù)如下：開關(guān)頻率為85 kHz，輸入電壓為48 V，輸出電壓為24 V，補(bǔ)償電容為120 μF，濾波電容為3 mF，負(fù)載為20 Ω。

圖7 WPT的移相全橋仿真模型Fig.7 WPT phase-shifting full-bridge simulation model

仿真所得磁耦合變壓器一次側(cè)的電壓、電流波形如圖8所示。

圖8 一次側(cè)電壓、電流波形Fig.8 Primary voltage current waveforms

由圖8所示磁耦合變壓器一次側(cè)的電壓、電流波形可知，電流是略微滯后于電壓的正弦波，這可能是因?yàn)檠a(bǔ)償電容與變換器的漏感產(chǎn)生了諧振，使得電流波形為正弦波。

仿真所得磁耦合變壓器的開關(guān)管電壓Vg、驅(qū)動(dòng)電壓Vs（放大10倍）的波形如圖9所示。

圖9 軟開關(guān)波形Fig.9 Soft switching waveforms

由圖9所示軟開關(guān)波形可知，驅(qū)動(dòng)開關(guān)管開通關(guān)斷之前，開關(guān)管承受的電壓為0?？梢?，本文給出的設(shè)計(jì)可以實(shí)現(xiàn)4個(gè)橋臂的零電壓開關(guān)，因而可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)。

仿真所得移相全橋磁耦合諧振式無線直流變換器的電壓閉環(huán)控制電壓輸出波形如圖10所示，電壓、電流雙閉環(huán)控制電壓輸出波形如圖11所示。

圖10 單閉環(huán)電壓輸出波形Fig.10 Single closed loop voltage output waveform

圖11 雙閉環(huán)電壓輸出波形Fig.11 Double closed-loop voltage output waveform

對(duì)比圖10所示移相全橋磁耦合諧振式無線直流變換器的電壓閉環(huán)控制和圖11所示電壓、電流雙閉環(huán)控制的電壓輸出波形可知，雙閉環(huán)控制的輸出電壓過渡過程更加平緩，這說明電流環(huán)的引入明顯改善了系統(tǒng)輸出的超調(diào)量，提高了系統(tǒng)的響應(yīng)速度。

5.2 WTP的實(shí)驗(yàn)波形分析

設(shè)計(jì)了移相全橋磁耦合諧振式無線直流變換器的主電路、驅(qū)動(dòng)電路、采樣電路以及磁耦合諧振式無線變換器，如圖12所示。通過示波器記錄重要波形，并對(duì)波形進(jìn)行分析。所得實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明設(shè)計(jì)的變換器實(shí)現(xiàn)了無線電能的傳輸，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖12 硬件電路Fig.12 Hardware circuit

實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)產(chǎn)生了兩路移相驅(qū)動(dòng)波形，可以實(shí)現(xiàn)0～180°的任意移相，可用來控制全橋變換器斜對(duì)角橋臂。本研究以90°移相波形為例，得到其實(shí)際移相波形如圖13所示。

圖13 移相波形Fig.13 Phase shift waveforms

磁耦合變壓器一次側(cè)的電壓波形，如圖14所示，可見其與理論分析波形基本一致。

圖14 磁耦合變壓器一次側(cè)電壓波形Fig.14 Primary voltage waveform of magnetic coupling transformer

6 結(jié)語

本文介紹了移相全橋磁耦合諧振式無線直流變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并采用無線變壓器實(shí)現(xiàn)了輸入、輸出的完全隔離。利用Matlab/Simulink仿真軟件對(duì)本文給出的移相全橋磁耦合諧振式無線直流變換器進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了雙閉環(huán)控制的優(yōu)越性，并實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān)。通過對(duì)驅(qū)動(dòng)電路和無線線圈結(jié)構(gòu)的改進(jìn)，應(yīng)用實(shí)物平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了本文設(shè)計(jì)方案的合理性和正確性，并且該設(shè)計(jì)能減少開關(guān)管的損耗，提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度。

本設(shè)計(jì)可以解決傳統(tǒng)輸電方式的缺點(diǎn)和不足，提高電能傳輸?shù)陌踩?，適用于更多的用電場合。為了進(jìn)一步提高無線電能傳輸?shù)亩鄻有?，可以采用雙主動(dòng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。

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