基于NI USRP?RIO平臺(tái)的MIMO?OFDM信道估計(jì)研究與實(shí)現(xiàn)

左明陽(yáng)++陸彥輝++王寧++楊守義

摘 要： 基于NI通用軟件無(wú)線電平臺(tái)（USRP?RIO），完成了MIMO?OFDM通信系統(tǒng)物理層設(shè)計(jì)，重點(diǎn)編寫(xiě)了信道估計(jì)相關(guān)的LabVIEW程序，分析并驗(yàn)證了經(jīng)典頻域LS信道估計(jì)和時(shí)域LS信道估計(jì)算法的性能。測(cè)試數(shù)據(jù)表明，在基于對(duì)數(shù)距離路徑損耗模型的萊斯衰落信道環(huán)境下，時(shí)域LS信道估計(jì)誤碼性能優(yōu)于頻域LS信道估計(jì)，這一結(jié)果和理論分析相吻合，并且驗(yàn)證了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的正確性。

關(guān)鍵詞： NI USRP?RIO； MIMO?OFDM； 信道估計(jì)； 最小二乘法

中圖分類號(hào)： TN919.3?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2017）21?0010?05

Research and implementation of MIMO?OFDM channel estimation

based on NI USRP?RIO platform

ZUO Mingyang， LU Yanhui， WANG Ning， YANG Shouyi

（School of Information Engineering， Zhengzhou University， Zhengzhou 450001， China）

Abstract： On the basis of universal software radio peripheral?compact reconfigurable input/output （USRP?RIO） platform made by National Instruments （NI）， the physical layer of multiple input multiple output?orthogonal frequency division multiple?xing （MIMO?OFDM） radio frequency （RF） communication system was designed， the LabVIEW program related to channel estimation was compiled emphatically， and the performances of the classical frequency?domain least square （LS） channel estimation method and time?domain LS channel estimation method were analyzed and verified. The test data demonstrates that the bit error rate of time?domain LS channel estimation method is superior to that of the frequency?domain LS channel estimation method in the Rician fading channel environment based on logarithmic distance path loss model， which is consistent with the theoretical analysis. The validity of the system implementation was verified.

Keywords： NI USRP?RIO； MIMO?OFDM； channel estimation； least square method

0 引 言

隨著大數(shù)據(jù)時(shí)代的到來(lái)，現(xiàn)代無(wú)線通信系統(tǒng)對(duì)數(shù)據(jù)傳輸速率、傳輸時(shí)延、頻帶寬度和頻譜利用率提出了更苛刻的要求，Multiple Input Multiple Output?Orthogonal Frequency Division Multiplexing （MIMO?OFDM）技術(shù)將時(shí)間分集、頻率分集和空間分集有機(jī)結(jié)合起來(lái)，從而大幅度提升了通信系統(tǒng)的傳輸速率和系統(tǒng)容量，有效地抑制了多徑傳播引起的快衰落現(xiàn)象和信道干擾，提高了系統(tǒng)的頻譜效率。由于MIMO?OFDM系統(tǒng)具備以上性能的優(yōu)越性，所以備受業(yè)界關(guān)注，并被IEEE 802.16標(biāo)準(zhǔn)作為物理層的核心技術(shù)。MIMO?OFDM系統(tǒng)無(wú)論是在抑制多用戶間干擾還是在接收均衡、多用戶檢測(cè)等環(huán)節(jié)無(wú)疑都需要精確的信道信息，因此MIMO?OFDM信道估計(jì)是通信系統(tǒng)中的重要環(huán)節(jié)。目前大多數(shù)文獻(xiàn)都是針對(duì)信道估計(jì)算法進(jìn)行Matlab仿真，并在模擬信道環(huán)境下評(píng)估算法的性能，所得結(jié)果與實(shí)際情況有很大差異，因此不能直接用于系統(tǒng)設(shè)計(jì)。Universal Software Radio Peripheral?Compact Reconfigurable Input/Output （USRP?RIO）軟件無(wú)線電平臺(tái)提供了一個(gè)高性能無(wú)線通信系統(tǒng)集成軟硬件解決方案，用于原型驗(yàn)證。本文將利用National Instruments（NI）公司的USRP?RIO軟件無(wú)線電平臺(tái)搭建真實(shí)信道環(huán)境下基于空時(shí)編碼的[2×2]MIMO?OFDM無(wú)線通信系統(tǒng)，在實(shí)際的室內(nèi)信道環(huán)境下對(duì)時(shí)域Least Square （LS）信道估計(jì)和頻域LS信道估計(jì)進(jìn)行誤比特率的實(shí)驗(yàn)測(cè)試，并且基于對(duì)數(shù)距離路徑損耗傳播模型，模擬了參數(shù)[K=]5.661 9 dB的萊斯多徑衰落信道，進(jìn)行了兩種算法的LabVIEW仿真以作對(duì)比分析。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在室內(nèi)萊斯衰落的信道環(huán)境下，時(shí)域LS信道估計(jì)誤碼性能優(yōu)于頻域LS信道估計(jì)，這一結(jié)果和理論分析[1]相吻合。

1 NI USRP硬件介紹

NI通用軟件無(wú)線電外設(shè)（USRP）收發(fā)器是在軟件定義無(wú)線電發(fā)展過(guò)程中應(yīng)運(yùn)而生的計(jì)算機(jī)外設(shè)設(shè)備。USRP?RIO是基于LabVIEW可重配置I/O（RIO）架構(gòu)，內(nèi)置高性能的Kintex?7 FPGA芯片，構(gòu)成了可協(xié)同處理、可重復(fù)配置的先進(jìn)雙射頻收發(fā)器。NI USRP?RIO是零中頻接收機(jī)，無(wú)線信號(hào)經(jīng)接收天線到射頻（RF）前端直接由射頻信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)榛鶐盘?hào)（I/Q信號(hào)），而不用經(jīng)過(guò)中頻帶的調(diào)制解調(diào)過(guò)程。USRP?RIO包括兩條發(fā)射數(shù)據(jù)鏈路和兩條接收數(shù)據(jù)鏈路，兩個(gè)RX1/TX1為既可發(fā)送也可接收的雙通道數(shù)據(jù)鏈路，兩個(gè)RX2為單通道的接收數(shù)據(jù)鏈路。RF前端基于FPGA的硬件架構(gòu)和功能流程如圖1所示。endprint

RF前端功能主要包括對(duì)基帶發(fā)送信號(hào)進(jìn)行零中頻處理后轉(zhuǎn)換成射頻信號(hào)及對(duì)天線接收信號(hào)進(jìn)行零中頻處理，最終轉(zhuǎn)變成基帶數(shù)據(jù)的處理過(guò)程[2]。

RF前端信號(hào)發(fā)送流程：發(fā)送端（TX）形成的32位基帶I/Q數(shù)據(jù)流（I/Q各占16位）由上位機(jī)經(jīng)PCIE[×4]同軸電纜傳給USRP?RIO的FPGA芯片，數(shù)字上變頻（DUC）使數(shù)據(jù)速率上采樣達(dá)到400 MS/s，然后經(jīng)數(shù)/模轉(zhuǎn)換器（DAC）將其轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)。模擬信號(hào)通過(guò)高[Q]值的低通濾波器（LPF）和本地振蕩器與指定的載波進(jìn)行混頻調(diào)制成指定頻點(diǎn)的RF信號(hào)（支持頻點(diǎn)范圍為1.2～6 GHz），也就是IQ調(diào)制，隨后RF信號(hào)經(jīng)放大后由天線發(fā)送出去。

RF前端信號(hào)接收流程：射頻信號(hào)經(jīng)天線接收通過(guò)低噪聲放大器和幅度調(diào)節(jié)器對(duì)接收信號(hào)幅度和接收范圍進(jìn)行調(diào)整，通過(guò)本地振蕩器進(jìn)行載波解調(diào)和低通濾波器（LPF）來(lái)恢復(fù)基帶信號(hào)，然后通過(guò)模/數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）使信號(hào)轉(zhuǎn)換為100 MS/s的數(shù)字信號(hào)。數(shù)字信號(hào)按指定I/Q采樣速率為10 MS/s進(jìn)行下變頻（DDC）恢復(fù)成32位的I/Q數(shù)據(jù)流（I/Q各占16位），最后經(jīng)PCIE[×4]同軸電纜傳到上位機(jī)進(jìn)行接收端（RX）的信號(hào)處理。

2 MIMO?OFDM系統(tǒng)軟件架構(gòu)設(shè)計(jì)

2.1 收發(fā)機(jī)軟件架構(gòu)

2×2 MIMO?OFDM系統(tǒng)上位機(jī)控制部分的軟件架構(gòu)圖如圖2所示。根據(jù)圖2用LabVIEW實(shí)現(xiàn)的上位機(jī)發(fā)送、接收程序，如圖3（a）和圖3（b）所示。

在圖3（a）中，發(fā)送比特流經(jīng)過(guò)信道編碼、數(shù)字調(diào)制和Alamouti空時(shí)編碼復(fù)用后，分成兩路頻域數(shù)據(jù)流。頻域數(shù)據(jù)流經(jīng)過(guò)OFDM調(diào)制并加循環(huán)前綴變成復(fù)數(shù)的OFDM數(shù)據(jù)符號(hào)，再對(duì)兩路數(shù)據(jù)分別進(jìn)行I/Q分離，然后對(duì)各路I/Q數(shù)據(jù)幅度進(jìn)行放大處理轉(zhuǎn)變?yōu)?2位的整型IQ數(shù)據(jù)（I/Q各占16位），最后由PCIE[×4]同軸電纜分別傳送到RF前端進(jìn)行基帶I/Q信號(hào)到射頻信號(hào)的處理。

在圖3（b）中，由天線接收到的信號(hào)經(jīng)射頻前端處理，信號(hào)由射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)I/Q解調(diào)轉(zhuǎn)化成32位的基帶I/Q數(shù)據(jù)流，經(jīng)PCIE[×4]同軸電纜傳到上位機(jī)進(jìn)行I/Q處理，還原出未經(jīng)同步的復(fù)數(shù)OFDM數(shù)據(jù)流。為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的符號(hào)同步，利用時(shí)域循環(huán)前綴的自相關(guān)性，通過(guò)Schmidl&Cox算法和Moose算法實(shí)現(xiàn)符號(hào)的定時(shí)同步和頻偏校正[3]。經(jīng)同步處理后的時(shí)域數(shù)據(jù)再進(jìn)行去循環(huán)前綴、FFT變換，分離出導(dǎo)頻符號(hào)，從而計(jì)算出信道估計(jì)矩陣進(jìn)行Alamouti空時(shí)譯碼[4]。最后，譯碼后的數(shù)據(jù)流經(jīng)數(shù)字解調(diào)和信道解碼后還原出發(fā)送的比特流。

2.2 基于空時(shí)域?qū)ьl結(jié)構(gòu)

本系統(tǒng)的MIMO?OFDM程序采用空時(shí)域?qū)ьl結(jié)構(gòu)，每根天線接收到的信號(hào)為兩發(fā)送天線信號(hào)的疊加。假設(shè)數(shù)據(jù)符號(hào)間每隔5個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)插入一個(gè)導(dǎo)頻位置，則基于空時(shí)域?qū)ьl結(jié)構(gòu)如圖4所示。由圖4可知，在同一個(gè)發(fā)送時(shí)隙下，兩天線導(dǎo)頻序列是正交的，在同一發(fā)送天線下，相鄰時(shí)隙導(dǎo)頻序列也是正交的[5]。因此，空時(shí)域?qū)ьl具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、頻帶利用率高等優(yōu)點(diǎn)，缺點(diǎn)是信道估計(jì)需要每根天線完成兩個(gè)或兩個(gè)以上的OFDM符號(hào)接收才能進(jìn)行，性能上要比基于空頻結(jié)構(gòu)的稍差[6]。

3 MIMO?OFDM LS信道估計(jì)的LabVIEW

實(shí)現(xiàn)

3.1 頻域LS信道估計(jì)的LabVIEW實(shí)現(xiàn)

程序中首先采用了頻域LS的信道估計(jì)方法[7]。LabVIEW程序框圖如圖5所示，假設(shè)信道是準(zhǔn)靜態(tài)的，并且信道之間是相互獨(dú)立的。

由于各接收天線的數(shù)據(jù)為各發(fā)送天線信號(hào)的疊加且OFDM各子載波具有正交性，因而可以把[n]時(shí)刻接收到的信號(hào)表示為：

式中：[j]表示接收天線；[i]表示發(fā)射天線；[n]表示時(shí)刻；[N]表示一個(gè)OFDM符號(hào)子載波數(shù)；[Yj，n，Hij，n，Wj，n]分別表示[n]時(shí)刻，第[j]根天線接收到的數(shù)據(jù)、信道的頻域響應(yīng)和高斯白噪聲，它們都為[1×N]的矢量；[Xi，n]為[N×N]階的對(duì)角矩陣，對(duì)角元素就是[n]時(shí)刻，第[i]根天線發(fā)送的數(shù)據(jù)符號(hào)。由于空時(shí)域?qū)ьl符號(hào)的正交性，相鄰的兩個(gè)OFDM符號(hào)導(dǎo)頻位置必然有一個(gè)全為零（如圖3所示），因此，每個(gè)導(dǎo)頻位置的頻域信道響應(yīng)可由相鄰時(shí)隙的兩子載波數(shù)據(jù)進(jìn)行聯(lián)合運(yùn)算得到。假設(shè)時(shí)刻[n]從0時(shí)刻開(kāi)始，[n=0，1，2，…；][ j=1，2；][i=1，2，]從而得到兩天線相鄰時(shí)刻接收到的信號(hào)，表示如下：

從而求出導(dǎo)頻位置的頻域響應(yīng)，再用簡(jiǎn)單的線性內(nèi)插法進(jìn)行信道均衡處理求出其他數(shù)據(jù)載波位置的頻率響應(yīng)。

3.2 時(shí)域LS信道估計(jì)的LabVIEW實(shí)現(xiàn)

程序中又采用了時(shí)域LS的信道估計(jì)方法[8]。LabVIEW程序框圖如圖6所示，假設(shè)一個(gè)OFDM符號(hào)中導(dǎo)頻載波數(shù)為[K，]相應(yīng)的子載波位置為[a1～ak，]那么信道響應(yīng)就可以通過(guò)導(dǎo)頻信息和接收信息進(jìn)行估計(jì)。在[n]時(shí)刻，用一個(gè)[L×1]階的矢量[hij，n]來(lái)表示第[i]根天線到第[j]根天線間的信道沖擊響應(yīng)，并通過(guò)補(bǔ)零的方法使各信道的階數(shù)相同，因而[n]時(shí)刻由第[i]根天線到第[j]根天線的信道頻域響應(yīng)可以表示為[Hij，n=Fhij，n。]其中[F]為[N×N]階的DFT矩陣的前[L]列，可表示為：

其中[k]表示子載波位置，用[a1?ak]表示導(dǎo)頻位置子載波。

[F1=e-j2πa1Ne-j2π2a1N…e-j2πLa1Ne-j2πa2Ne-j2π2a2N…e-j2πLa2N????e-j2πakNe-j2π2akN…e-j2πLakNK×L] （8）

那么這[K]個(gè)導(dǎo)頻位置的頻域響應(yīng)和其相對(duì)應(yīng)的接收信號(hào)為：

[

式中：[Pi，n]為[K×K]階對(duì)角陣，對(duì)角元素為[n]時(shí)刻子載波[ak]上第[i]根天線發(fā)送的導(dǎo)頻符號(hào)；[Bi，n=Pi，nF1；][Rj，n]為[K×1]階矩陣；[Wn]表示加性高斯白噪聲。當(dāng)[Bi，n]滿足列滿秩時(shí)，由接收信號(hào)[Rj，n]得到[hij，n]的LS估計(jì)為：endprint

由式（12）可知，[hij，n]為[L×1]階矩陣， 表示[n]時(shí)刻第[i]根發(fā)射天線到第[j]根接收天線之間的信道脈沖響應(yīng)。并且由于式（12）中有矩陣求逆運(yùn)算，所以隨著收發(fā)天線數(shù)的增多，運(yùn)算復(fù)雜度也會(huì)顯著提高。

4 測(cè)試與驗(yàn)證

基于NI軟件無(wú)線電平臺(tái)實(shí)現(xiàn)了兩種信道估計(jì)方法的MIMO?OFDM通信系統(tǒng)。為了驗(yàn)證兩種信道估計(jì)性能的差異和系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的正確性，分別進(jìn)行了實(shí)際信道測(cè)試和仿真信道測(cè)試。

實(shí)際信道測(cè)試系統(tǒng)是在USRP?RIO和通用計(jì)算機(jī)組成的軟件無(wú)線電測(cè)試平臺(tái)上搭建射頻通信系統(tǒng)。為了有效地制造萊斯多徑衰落信道，在室內(nèi)真實(shí)場(chǎng)景下測(cè)試，選擇了帶有基座和射頻線纜的無(wú)源天線（有效工作頻點(diǎn)為2～5 GHz），并在天線間放置些雜物和人為的走動(dòng)，來(lái)有效地制造出多條傳輸路徑，實(shí)測(cè)場(chǎng)景如圖7所示。為了得到在實(shí)際信道測(cè)試下的信噪比，本測(cè)試采用根據(jù)導(dǎo)頻序列和信道估計(jì)信息求信噪比的計(jì)算方法[9?10]。 假設(shè)測(cè)試環(huán)境噪聲不變，并固定天線的位置，逐漸加大發(fā)射端發(fā)送功率（發(fā)送功率范圍與頻點(diǎn)有一定關(guān)系，2 GHz頻點(diǎn)下范圍為0～20 dBm），求得了接收端信噪比隨發(fā)送功率的變化曲線圖，如圖8所示。由于實(shí)際測(cè)試情況下接收的SNR范圍會(huì)隨著天線距離的遠(yuǎn)近和信道質(zhì)量的好壞發(fā)生偏移，所以本實(shí)測(cè)SNR以及下文圖9中實(shí)測(cè)的誤碼率性能均是在選取了誤碼率較低時(shí)固定天線位置后測(cè)試所得。

仿真信道測(cè)試系統(tǒng)是在計(jì)算機(jī)LabVIEW仿真環(huán)境下利用模擬的萊斯衰落信道搭建射頻通信系統(tǒng)。該模擬信道測(cè)試系統(tǒng)是在實(shí)際信道測(cè)試系統(tǒng)（見(jiàn)圖2）的基礎(chǔ)上加入模擬的萊斯衰落信道構(gòu)建的。

在實(shí)際信道測(cè)試中，選擇實(shí)驗(yàn)室的室內(nèi)環(huán)境，如圖7所示，經(jīng)過(guò)反復(fù)測(cè)試得到了在頻點(diǎn)為2 GHz，I/Q采樣速率為10 MS/s，信噪比為6 dB，調(diào)制方式為QPSK的情況下實(shí)測(cè)環(huán)境和仿真環(huán)境接收端的星座圖，以比較時(shí)域信道估計(jì)和頻域信道估計(jì)的性能差異。如圖9，圖10所示。

為了更好地比較時(shí)域LS信道估計(jì)與頻域LS信道估計(jì)性能的優(yōu)越性，以及實(shí)際信道和仿真信道的性能差距，本文將接收比特流和發(fā)送比特流進(jìn)行了對(duì)比，得出了誤碼率的統(tǒng)計(jì)值，并把仿真測(cè)試和實(shí)際測(cè)試的誤碼率性能曲線進(jìn)行了融合，如圖11所示。

由圖11可以看出無(wú)論仿真信道測(cè)試還是實(shí)際信道測(cè)試，時(shí)域LS信道估計(jì)誤碼率性能均優(yōu)于頻域LS信道估計(jì)，但是，在實(shí)際信道測(cè)試中信噪比高于8 dB時(shí)，誤碼率均出現(xiàn)了細(xì)微波動(dòng)。由于硬件平臺(tái)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性和局限性[11]，本實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析基本一致，證實(shí)了該系統(tǒng)設(shè)計(jì)的正確性。

5 結(jié) 論

本文在NI USRP?RIO科研平臺(tái)上設(shè)計(jì)開(kāi)發(fā)了一套基于空時(shí)編解碼的2×2 MIMO?OFDM通信系統(tǒng)，并在該通信系統(tǒng)上實(shí)現(xiàn)了頻域LS信道估計(jì)和時(shí)域LS信道估計(jì)算法的誤碼率性能驗(yàn)證。

本文先后介紹了USRP?RIO FPGA的硬件結(jié)構(gòu)和基于上位機(jī)的軟件結(jié)構(gòu)，并且詳細(xì)闡述了頻域LS和時(shí)域LS信道估計(jì)的理論基礎(chǔ)知識(shí)，建立了信道估計(jì)的數(shù)學(xué)模型。在經(jīng)過(guò)LabVIEW環(huán)境的模擬仿真與實(shí)際平臺(tái)真實(shí)信道的測(cè)試下，本文最終驗(yàn)證了時(shí)域LS信道估計(jì)優(yōu)于頻域LS信道估計(jì)的誤碼率性能，并且呈現(xiàn)了理論仿真與實(shí)際平臺(tái)測(cè)試之間的誤碼率性能差距，對(duì)工程實(shí)踐具有重要參考價(jià)值。另外，該通信系統(tǒng)具有參數(shù)可調(diào)、操作簡(jiǎn)單、性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)，使抽象的數(shù)學(xué)理論應(yīng)用到工程實(shí)際中，無(wú)論對(duì)于工程實(shí)踐還是理論教學(xué)都具有相當(dāng)重要的指導(dǎo)意義。

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