電動(dòng)汽車電機(jī)控制器的矩形波調(diào)制策略?

楊 陽，王慶年，張劍楠，沈夢怡，龔依民

(1.吉林大學(xué)汽車工程學(xué)院，長春 130022； 2.吉林大學(xué)物理學(xué)院，長春 130012)

電動(dòng)汽車電機(jī)控制器的矩形波調(diào)制策略?

楊 陽1，王慶年1，張劍楠2，沈夢怡2，龔依民2

(1.吉林大學(xué)汽車工程學(xué)院，長春 130022； 2.吉林大學(xué)物理學(xué)院，長春 130012)

為提高電動(dòng)汽車電機(jī)控制器在高轉(zhuǎn)速區(qū)的直流母線電壓利用率，提出一種針對(duì)表貼式永磁同步電機(jī)的電流閉環(huán)相位控制矩形波調(diào)制策略。該策略利用電流的參考值和反饋值閉環(huán)調(diào)節(jié)矩形波相位，并將過調(diào)制模式最后一個(gè)采樣周期的電壓相位作為電流閉環(huán)的積分量初始值。仿真及試驗(yàn)結(jié)果表明，該策略可實(shí)現(xiàn)過調(diào)制模式到矩形波模式的平滑過渡；高速區(qū)矩形波相位平穩(wěn)；逆變器開關(guān)損耗減?。挥行岣咧绷髂妇€電壓利用率；拓寬轉(zhuǎn)速運(yùn)行范圍。

電動(dòng)汽車；交流電機(jī)；電壓利用率；矩形波調(diào)制；相位

前言

空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation，SVPWM)因其對(duì)直流母線電壓利用率高，且易于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，被廣泛應(yīng)用于新能源電動(dòng)汽車領(lǐng)域。然而，SVPWM的線性調(diào)制區(qū)對(duì)直流母線電壓的利用率并不能達(dá)到最大[1]，其基波電壓幅值僅能達(dá)到矩形波模式的0.907倍。當(dāng)電動(dòng)車運(yùn)行在高轉(zhuǎn)速區(qū)，其轉(zhuǎn)矩輸出能力和轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)范圍受限。因此，需將逆變器工作區(qū)域拓展到過調(diào)制區(qū)和矩形波調(diào)制區(qū)。豐田汽車提出一種開環(huán)控制的矩形波調(diào)制策略，通過轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩、電壓和電流查表得到矩形波相位。該方案安全可靠，將逆變器電壓利用率提高到SVPWM線性調(diào)制區(qū)的1.1倍，同時(shí)提高了逆變器在高轉(zhuǎn)速區(qū)的輸出功率。該方案雖已投入應(yīng)用，但有一定的弊端：標(biāo)定工作繁瑣，耗時(shí)長；查表的數(shù)據(jù)很龐大；對(duì)電機(jī)精度要求很高。國內(nèi)外學(xué)者也對(duì)矩形波調(diào)制策略做了大量的研究。

文獻(xiàn)[2]中提出一種非對(duì)稱矩形波調(diào)制策略。通過公式計(jì)算出逆變器三相上臂或下臂開通時(shí)間的一半，再由查表法獲得基本矢量的作用順序。但計(jì)算量大，執(zhí)行時(shí)間長，會(huì)占用單片機(jī)大量資源進(jìn)行計(jì)算。文獻(xiàn)[3]中提出了一種基于空間矢量調(diào)制的同步矢量鉗位矩形波調(diào)制策略。該策略無需用高階方程或查表來求解非線性方程，且能有效減輕諧波失真。然而由過調(diào)制向矩形波過渡階段容易出現(xiàn)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)而造成電機(jī)失步。文獻(xiàn)[4]中根據(jù)交流電機(jī)的轉(zhuǎn)矩方程計(jì)算電機(jī)轉(zhuǎn)矩的理論值，通過轉(zhuǎn)矩閉環(huán)輸出矩形波的相位。然而，轉(zhuǎn)矩方程對(duì)相位并不是單調(diào)函數(shù)，兩者間的映射關(guān)系不明確將導(dǎo)致反饋失敗。

本文中提出一種新的矩形波模式控制策略。在過調(diào)制Ⅱ區(qū)的極限，通過補(bǔ)償后的電流閉環(huán)調(diào)節(jié)矩形波相位。通過仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證了算法的正確性和有效性。

1 全調(diào)制度范圍的調(diào)制策略

矩形波模式作為SVPWM的極限狀態(tài)，所輸出的相電壓基波幅值為該系統(tǒng)所能輸出的最大值。用當(dāng)前的相電壓基波幅值與矩形波模式相電壓基波幅值的比值來表示系統(tǒng)的調(diào)制系數(shù)，因此調(diào)制系數(shù)M的定義為

式中：U為相電壓基波幅值；Udc為直流母線電壓；則為矩形波模式時(shí)相電壓的基波幅值。

通常根據(jù)調(diào)制系數(shù)M的不同，采取對(duì)應(yīng)的調(diào)制策略。

當(dāng)0＜M≤0.907時(shí)，采用SVPWM的線性調(diào)制策略。圖 1為空間電壓矢量圖，U1(001)到U6(110)是6個(gè)空間基矢量，其模長為SVPWM的線性調(diào)制區(qū)位于正六邊形的內(nèi)切圓之內(nèi)，即參考電壓矢量Uref的運(yùn)動(dòng)軌跡不會(huì)超過六邊形內(nèi)切圓。當(dāng)Uref到達(dá)線性調(diào)制區(qū)的極限時(shí)，相電壓的幅此時(shí)，調(diào)制系數(shù)M＝0.907。該區(qū)間內(nèi)，Uref的軌跡為圓形，對(duì)應(yīng)的線電壓波形為正弦波，且相電壓幅值與其基波幅值相等。考慮等幅值Clark變換的情況下，該區(qū)間內(nèi)的參考電壓矢量與輸出電壓矢量具有相同的幅值和相位。

圖1 空間電壓矢量圖

當(dāng)0.907＜M ＜1時(shí)，采用SVPWM的過調(diào)制策略。過調(diào)制區(qū)一般被分為過調(diào)制Ⅰ區(qū)和過調(diào)制Ⅱ區(qū)兩部分[2-3]。當(dāng)0.907＜M≤0.952，系統(tǒng)處于過調(diào)制Ⅰ區(qū)。該區(qū)間的調(diào)制策略分兩種情況：若Uref落在正六邊形邊界及其內(nèi)接圓之間，則依舊按線性調(diào)制策略輸出；若Uref落在正六邊形邊界外，則需改變輸出電壓的幅值，將電壓軌跡限定在六邊形的邊界上。當(dāng)0.952＜M ＜1，系統(tǒng)處于過調(diào)制Ⅱ區(qū)。此區(qū)間的調(diào)制策略需同時(shí)改變輸出電壓矢量的幅值和相位，調(diào)制后的Uref幅值依舊被限制在六邊形的邊界上。為在過調(diào)制Ⅰ區(qū)的基礎(chǔ)上進(jìn)一步提高調(diào)制度，過調(diào)制Ⅱ區(qū)調(diào)制后的Uref需在六邊形的頂點(diǎn)保持一定的時(shí)間，此時(shí)需要同時(shí)改變Uref的電角度和幅值。

當(dāng)M＝1時(shí)，采用矩形波調(diào)制策略。矩形波又稱為方波或單脈沖波[6]，是過調(diào)制Ⅱ區(qū)的極限狀態(tài)，其輸出參考電壓矢量為6個(gè)基本空間電壓矢量。當(dāng)Uref的幅值為相電壓波形為矩形波，其基波幅值為

矩形波模式具有以下特點(diǎn)：(1)電壓矢量的幅值達(dá)到最大；(2)母線電壓的利用率達(dá)到最高；(3)該模式下只需對(duì)矩形波的相位進(jìn)行控制；(4)降低了功率單元的開通和關(guān)斷頻率；(5)拓寬電機(jī)的加速范圍；(6)提高整車動(dòng)力輸出能力?？梢姡匦尾Ｊ竭m用于電機(jī)的高速運(yùn)轉(zhuǎn)區(qū)間。

以上3種模式的外特性曲線如圖2所示。過調(diào)制區(qū)拓寬了線性調(diào)制模式下的恒轉(zhuǎn)矩區(qū)，有利于提高電動(dòng)汽車的爬坡性能；同時(shí)提高了轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)范圍。矩形波調(diào)制區(qū)可在過調(diào)制模式的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步拓寬轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)范圍，提高電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩和輸出功率?？梢?，全調(diào)制度范圍的調(diào)制策略有利于電動(dòng)汽車控制器爬坡、加速等性能的提升。

圖2 外特性曲線圖

本文中研究的重點(diǎn)是矩形波模式的控制策略，線性區(qū)和過調(diào)制區(qū)采用文獻(xiàn)[8]中所述的策略，不再詳述。

2 矩形波相位控制的原理

2.1 矩形波模式概述

本文中的矩形波模式是SVPWM過調(diào)制的極限狀態(tài)。在矩形波模式下，實(shí)際輸出的電壓矢量為SVPWM中的6個(gè)基矢量。t時(shí)刻，Uref的空間位置如圖3所示。設(shè)電角度θ零點(diǎn)位于空間電壓矢量U4(100)的位置；α軸與電機(jī)A相繞組的位置方向重合；0時(shí)刻d軸和α軸重合；t時(shí)刻d軸與α軸夾角θ＝ωet；φ表示參考電壓矢量Uref與d軸夾角。

圖3 參考電壓矢量圖

設(shè)Usd和Usq分別為定子電壓在d軸和q軸的投三相 PWM 占空比Ta，Tb和Tc的輸出波形如圖4所示。

圖5為φ＝0時(shí)矩形波模式的相電壓圖，圖中U?為相電壓的幅值?？梢?，Ta，Tb和Tc的相位與相電壓Ua，Ub和Uc的相位分別相對(duì)應(yīng)。矩形波模式的相電壓波形為相位互差120°的矩形波，且Ua相位超前Ub120°，Ub相位超前Uc120°。當(dāng)電角度為0°時(shí)，A相電壓基波的值為正向最大，同時(shí)，三相電壓的合成電壓的基波也達(dá)到正向最大。三相電壓的合成電壓矢量的基波與A相電壓的相位相同。

圖4 φ＝0時(shí)矩形波模式三相占空比

圖5 φ＝0時(shí)矩形波模式相電壓圖

Ton和Toff為開通關(guān)斷占空比，設(shè)矩形波的相位為φ＝φ?，則A相占空比如圖6所示。

圖6 φ＝φ?時(shí)的A相占空比

穩(wěn)態(tài)時(shí)，矩形波的相位和Uref的相位相同，因此，通過對(duì)參考電壓矢量的相位控制可實(shí)現(xiàn)對(duì)矩形波的相位控制。

2.2 矩形波相位與電機(jī)運(yùn)行的關(guān)系

表貼式永磁同步電機(jī)的d軸與q軸電感相等，且在高速運(yùn)行時(shí)，定子電壓分量中旋轉(zhuǎn)反電動(dòng)勢為主要成分，定子電阻壓降可忽略不計(jì)[9]，則其在高速穩(wěn)態(tài)下的基本方程[10]可簡化為

由于Ta的相位與相電壓Ua相等，則對(duì)應(yīng)A相的相電壓基波函數(shù)可表示為

式中：isd和isq分別為定子電流在d軸和q軸的投影；Ls和ψf分別為定子電感和轉(zhuǎn)子磁鏈。

電磁轉(zhuǎn)矩的方程則表示為

式中P為電機(jī)極對(duì)數(shù)。

電機(jī)運(yùn)行時(shí)的約束條件為

式中：USlim為調(diào)制波電壓的最大值，其幅值為iSlim為調(diào)制波目標(biāo)電流的最大值。

矩形波模式工作在電機(jī)的高速區(qū)。電壓矢量Uref幅值達(dá)到最大，與d軸的夾角為φ，則Uref在dq軸的分量為

由式(3)和式(6)可得矩形波調(diào)制區(qū)電流方程為

式中is為相電流。經(jīng)化簡得

同時(shí)，矩形波調(diào)制區(qū)的電磁轉(zhuǎn)矩方程可化為

矩形波的相電流和電磁轉(zhuǎn)矩均與電壓矢量的相位存在明確的數(shù)學(xué)關(guān)系，因此可根據(jù)轉(zhuǎn)矩或電流平方的閉環(huán)來控制矩形波的相位。

然而，通過電機(jī)轉(zhuǎn)矩閉環(huán)來控制矩形波相位的策略存在一定的不足：轉(zhuǎn)矩與相位的映射關(guān)系并不一一對(duì)應(yīng)。本文中不考慮電機(jī)發(fā)電，只考慮電機(jī)工作在轉(zhuǎn)速 轉(zhuǎn)矩第一象限，即轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩同時(shí)為正的情況。由式(9)可知，當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速大于0，若使電機(jī)轉(zhuǎn)矩為正，需保證電壓相位在之間。將轉(zhuǎn)矩對(duì)相位求導(dǎo)，可得

2.3 矩形波模式開關(guān)損耗分析

電機(jī)控制器在實(shí)際工作過程中，大部分功耗是由功率器件產(chǎn)生的。功率器件的總損耗包括開關(guān)損耗，導(dǎo)通損耗和驅(qū)動(dòng)損耗。其中，開關(guān)損耗占重要部分。開關(guān)損耗主要包括開通損耗和關(guān)斷損耗，計(jì)算公式為

式中：fs為功率器件的開關(guān)頻率；Eon和Eoff分別是額定電壓、額定電流時(shí)，當(dāng)前結(jié)溫下的開通和關(guān)斷能量；Unorm為額定工作電壓；Inorm為額定工作電流；Ip為實(shí)際工作電流幅值。

由式(12)可得，功率器件的開關(guān)損耗主要由開關(guān)頻率，直流母線電壓和導(dǎo)通電流決定。矩形波模式可通過減小開關(guān)頻率來有效降低逆變器的開關(guān)損耗。

本文中定義參考電壓矢量Uref在空間旋轉(zhuǎn)一周為一個(gè)旋轉(zhuǎn)周期。對(duì)于SVPWM線性調(diào)制，一個(gè)旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)逆變器開關(guān)次數(shù)n為式中Ts為與載頻相對(duì)應(yīng)的采樣周期。矩形波模式在一個(gè)旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)，逆變器三相上下臂分別僅切換1次開關(guān)狀態(tài)，如圖4所示。因此，矩形波模式可通過減小開關(guān)頻率來降低逆變器的開關(guān)損耗。

3 矩形波相位的控制策略

3.1 電流閉環(huán)相位控制

經(jīng)2.3節(jié)分析，可通過式(8)設(shè)計(jì)電流閉環(huán)來調(diào)節(jié)矩形波相位。將目標(biāo)電流和反饋電流的誤差值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)得到相位φ，由此來控制矩形波模式。在一個(gè)采樣周期內(nèi)，可近似認(rèn)為ψf，USlim，ωe和Ls為常值。電流平方的誤差值可表示為

但在整個(gè)調(diào)制過程中，式(14)中參量是變化的。為避免參量大幅度變化對(duì)系統(tǒng)魯棒性的影響，對(duì)誤差值進(jìn)行如下補(bǔ)償：

因?yàn)閮蓚€(gè)相鄰采樣周期的參數(shù)值近似相等，可采用上一采樣周期的相位輸出值補(bǔ)償；ωe和Udc可通過相應(yīng)傳感器和AD采集獲得。

經(jīng)補(bǔ)償后的誤差值Δ′是正比于Δφ的單調(diào)遞增函數(shù)，可根據(jù)式(16)，通過PI環(huán)得到相位φ，實(shí)現(xiàn)電流閉環(huán)控制，使誤差值收斂到0。

式中：Kp為比例項(xiàng)的系數(shù)；Ki為積分項(xiàng)的系數(shù)。

相位的限制條件可由下面得出：設(shè)目標(biāo)電流的d軸分量最小值為isdmin，為防止永磁體產(chǎn)生不可逆的退磁[11]，將 isdmin代入式(3)，可得

定義Us是輸入到SVPWM模塊的目標(biāo)電壓矢量，即調(diào)制后的參考電壓矢量Uref。在矩形波模式，Us的角度為電流閉環(huán)輸出的相位φ與電角度θ的和，幅值為則電流閉環(huán)控制矩形波相位如圖7所示。

圖7 相位調(diào)節(jié)框圖

3.2 矩形波對(duì)稱化策略

當(dāng)Δ′＝0時(shí)，反饋電流值與目標(biāo)電流值相等，矩形波相位為定值。如圖8所示，此時(shí)逆變器各臂狀態(tài)切換的時(shí)間間隔僅與電機(jī)轉(zhuǎn)速相關(guān)。在一個(gè)旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)，Ton和 Toff相等，各占 180°。

圖8 電流誤差值為0時(shí)的占空比

當(dāng)Δ′≠0時(shí)，矩形波相位φ不是定值，無法保證在該旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)，各相占空比的Ton和Toff相等。如圖9所示，逆變器各臂每次切換的時(shí)間間隔隨相位相應(yīng)的變化而變化，此時(shí)轉(zhuǎn)子的電角速度是不均勻的。

圖9 電流誤差值不為0時(shí)的占空比

為避免矩形波模式相位連續(xù)變化帶來的系統(tǒng)震蕩，需對(duì)相位的更新進(jìn)行處理。本文中所使用的策略只在每個(gè)旋轉(zhuǎn)周期的固定位置更新Uref的相位φ，由此來保證在一個(gè)旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)，逆變器各臂的開通和關(guān)斷時(shí)間相等?？驁D如圖10所示，當(dāng)且僅當(dāng)θ＝0°時(shí)觸發(fā)該模塊；將觸發(fā)模塊和輸出端口均配置成hold模式，輸出端口初始值設(shè)為0。

圖10 相位更新策略框圖

3.3 過調(diào)制與矩形波模式的過渡策略

全調(diào)制度范圍SVPWM調(diào)制的難點(diǎn)之一是不同調(diào)制區(qū)域的過渡。SVPWM線性調(diào)制模式和過調(diào)制模式的過渡方案如文獻(xiàn)[8]所述，而過調(diào)制和矩形波模式的過渡則比較復(fù)雜，過渡過程常伴隨轉(zhuǎn)矩和電流的波動(dòng)，為避免這一問題，調(diào)制策略如下。

只考慮電機(jī)在轉(zhuǎn)速 轉(zhuǎn)矩第一象限運(yùn)行，當(dāng)電機(jī)由過調(diào)制向矩形波模式過渡時(shí)，目標(biāo)電壓矢量的相位大于π/2，并且一般都在(0，π)范圍內(nèi)，則可根據(jù)式(19)計(jì)算出當(dāng)前電壓的相位。

將此相位作為電流閉環(huán)矩形波模式PI環(huán)積分量的初始值，可保證相位過渡的連續(xù)性，同時(shí)能使SVPWM實(shí)際輸出的Usd和Usq保持連續(xù)。

圖11 過渡策略框圖

4 仿真與試驗(yàn)結(jié)果分析

根據(jù)以上策略建立基于Matlab的Simulink模型，研究的目標(biāo)電機(jī)為表貼式永磁同步電機(jī)，d軸和q軸電感相等。仿真電機(jī)參數(shù)如表1所示，不考慮死區(qū)的影響[12]，死區(qū)時(shí)間為0。仿真步長100us，母線電壓336V，目標(biāo)電流為500A。

表1 電機(jī)參數(shù)

4.1 電流閉環(huán)相位控制仿真

采用本文中所提出的矩形波模式的控制策略不需要特定的弱磁策略[13]。電流閉環(huán)相位控制的仿真模型框圖如圖12所示。由過調(diào)制模式過渡到矩形波模式的過程中，電壓波動(dòng)較大，需對(duì)Us做濾波處理。另外，需將矩形波模式被觸發(fā)前的采樣周期計(jì)算出的φ，作為電流閉環(huán)相位調(diào)節(jié)PI環(huán)的積分量初值。從而保證電機(jī)運(yùn)行狀態(tài)能從過調(diào)制平滑過渡到矩形波模式。

圖12 仿真框圖

然而，模式切換時(shí)參數(shù)處理不當(dāng)可能會(huì)引起相位的劇烈波動(dòng)，導(dǎo)致電機(jī)失步與系統(tǒng)震蕩。為使過調(diào)制模式切入矩形波模式時(shí)，系統(tǒng)震蕩的程度減到最輕，電流閉環(huán)相位調(diào)制模塊的PI參數(shù)為

圖13為過渡階段的調(diào)制波波形；圖14為該過渡階段的線電壓波形；圖15為該過渡階段的相電流波形。當(dāng)25.725≤t＜25.734，電機(jī)處于線性調(diào)制階段，調(diào)制波波形為馬鞍形，線電壓和相電流為標(biāo)準(zhǔn)的正弦波；當(dāng)25.734≤t＜25.742，電機(jī)進(jìn)入過調(diào)制區(qū)，調(diào)制波、線電壓和相電流均出現(xiàn)了明顯的失真；當(dāng)25.742≤t＜25.755，系統(tǒng)進(jìn)入矩形波模式，調(diào)制波為矩形波，線電壓呈“凸”字形，相電流失真程度加劇。這3張圖變化連續(xù)，表明該方案可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)狀態(tài)由線性調(diào)制，過調(diào)制到矩形波調(diào)制的平滑過渡。

圖13 過渡階段調(diào)制波波形

圖14 過渡階段線電壓波形

圖15 過渡階段相電流波形

電機(jī)轉(zhuǎn)速曲線如圖16所示，從25.7s開始電機(jī)轉(zhuǎn)速由 5 370r/min平緩上升，并在 29.52s升至6 000r/min后趨于平穩(wěn)。電流閉環(huán)調(diào)節(jié)輸出的相位如圖17所示，相位用弧度制表示?？梢钥闯?，25.78s進(jìn)入矩形波模式，相位 φ的初值為1.598 7rad；在 25.742≤t＜26.155 區(qū)間，因反饋電流幅值低于目標(biāo)電流值，輸出相位φ迅速上升；當(dāng)26.155≤t＜26.512時(shí)，φ因反饋電流高于目標(biāo)值而減??；26.512s后，相位緩慢增加，并趨于平穩(wěn)。

圖16 轉(zhuǎn)速響應(yīng)波形

圖17 電流環(huán)輸出相位

該策略過渡階段的相電流幅值如圖18所示，同樣的，波形與圖16中各時(shí)刻的轉(zhuǎn)速值相對(duì)應(yīng)?？梢钥闯?，相電流波形僅在剛切入矩形波模式時(shí)有一段持續(xù)時(shí)間不到1s，最大幅值差為12A左右的波動(dòng)，但程度很輕，可忽略不計(jì)；之后，隨著轉(zhuǎn)速升高，反饋電流幅值逐漸增加，并趨于平穩(wěn)。整個(gè)系統(tǒng)并未出現(xiàn)較大的震蕩。

圖18 過渡階段相電流幅值

4.2 試驗(yàn)對(duì)比分析

試驗(yàn)在42kW永磁同步電機(jī)全功率測功機(jī)試驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行。試驗(yàn)系統(tǒng)包含電力測功機(jī)系統(tǒng)、功率分析系統(tǒng)和實(shí)驗(yàn)室自主研發(fā)的電機(jī)控制系統(tǒng)。試驗(yàn)臺(tái)架如圖19所示，圖20為控制系統(tǒng)和功率分析系統(tǒng)。電機(jī)控制系統(tǒng)采用英飛凌汽車級(jí)IGBT模塊Hybrid Pack 2作為開關(guān)器件，軟件平臺(tái)以STM32F407VCT6作為核心控制單元，以Matlab/Simulink仿真環(huán)境作為算法載體。通過CAN總線對(duì)參數(shù)進(jìn)行在線調(diào)試，以及對(duì)系統(tǒng)中相位等參量實(shí)時(shí)監(jiān)測。

圖19 試驗(yàn)臺(tái)架

圖20 電機(jī)控制系統(tǒng)

電機(jī)生產(chǎn)商為上海電驅(qū)動(dòng)公司，電機(jī)型號(hào)270TYZ-XS02R，電機(jī)額定電壓 336V，額定功率42kW。

試驗(yàn)的目的在于，通過對(duì)過渡階段波形分析，以及對(duì)矩形波模式和過調(diào)制模式電機(jī)外特性曲線的對(duì)比分析，驗(yàn)證電流閉環(huán)相位控制策略的實(shí)際效果。

圖21為進(jìn)入矩形波模式后上位機(jī)軟件記錄的相位波形。可見，在18.02s時(shí)，電流閉環(huán)相位調(diào)制模塊被觸發(fā)，相位初始值為2.489 6rad。電流幅值如圖22所示，在切換時(shí)期出現(xiàn)了超調(diào)，反饋電流高于目標(biāo)電流，相位減?。划?dāng)反饋電流下降時(shí)，相位上升，最后趨于平穩(wěn)。試驗(yàn)結(jié)果與上文分析一致。

圖21 試驗(yàn)相位圖

圖22 試驗(yàn)相電流幅值圖

電機(jī)相電流峰值500A，矩形波模式和過調(diào)制模式電機(jī)特性曲線對(duì)比如圖23所示。可以很直觀地說明，本文中所提出的電流閉環(huán)矩形波模式控制策略能有效拓寬電機(jī)的轉(zhuǎn)速范圍，有效提高母線電壓利用率。在電機(jī)轉(zhuǎn)速為6 000r/min時(shí)，采用矩形波模式時(shí)電機(jī)平均轉(zhuǎn)矩為184.9N·m，輸出功率為120.9kW，過調(diào)制模式輸出轉(zhuǎn)矩為168.9N·m，輸出功率為106.1kW?？梢娋匦尾Ｊ脚c過調(diào)制模式相比，在理論電壓利用率提高10%的情況下，電機(jī)轉(zhuǎn)矩提高13.9%，同時(shí)，輸出最大功率也提高了13.9%?？梢姡捎镁匦尾Ｊ娇商岣唠姍C(jī)的轉(zhuǎn)矩和輸出功率。

圖23 特性曲線對(duì)比

圖24 為在相同轉(zhuǎn)速，逆變器在一個(gè)旋轉(zhuǎn)周期中，三相上下臂分別在過調(diào)制模式和矩形波模式的平均開關(guān)次數(shù)對(duì)比圖。線性調(diào)制與過調(diào)制階段開關(guān)次數(shù)可由式(13)求得，矩形波模式一個(gè)旋轉(zhuǎn)周期開關(guān)次數(shù)為1?？梢?，相對(duì)于過調(diào)制模式，矩形波模式能更大地降低逆變器的開關(guān)損耗。

圖24 轉(zhuǎn)速 逆變器平均開關(guān)次數(shù)圖

5 結(jié)論

本文中提出一種新能源汽車電機(jī)控制器在矩形波模式下的控制策略，并在永磁同步電機(jī)上進(jìn)行了算法的仿真和試驗(yàn)。與傳統(tǒng)的轉(zhuǎn)矩閉環(huán)不同，本文中提出了一種電流閉環(huán)策略控制相位，避免了轉(zhuǎn)矩控制策略的轉(zhuǎn)矩與相位映射不確定的問題。同時(shí)，引入誤差補(bǔ)償器，從而增加了系統(tǒng)的魯棒性。針對(duì)以上策略，使用Matlab/Simulink進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果表明，此策略能夠?qū)崿F(xiàn)SVPWM線性調(diào)制模式到矩形波模式的平滑過渡以及對(duì)矩形波相位的控制，電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行。為驗(yàn)證仿真結(jié)果的正確性，用上海電驅(qū)動(dòng)公司的270TYZ-XS02R進(jìn)行試驗(yàn)驗(yàn)證，試驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果一致。此外，試驗(yàn)結(jié)果還驗(yàn)證了相對(duì)于過調(diào)制模式，矩形波模式可擴(kuò)展電機(jī)外特性曲線，以及降低逆變器的開關(guān)損耗。因此，本文中提出的電流閉環(huán)矩形波調(diào)制策略可有效拓寬轉(zhuǎn)速運(yùn)行范圍，提高直流母線電壓利用率和整車動(dòng)力輸出能力。

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A Novel Rectangular-wave Modulation Strategy for ACMotor Controller in Electric Vehicles

Yang Yang1， W ang Qingnian1， Zhang Jiannan2， Shen M engyi2＆ Gong Yim in2
1.College ofAutomotive Engineering， Jilin University， Changchun 130022； 2.College ofPhysics， Jilin University， Changchun 130012

A novel rectangular-wavemodulation strategy based on current closed-loop phase control is proposed for surfacemounted permanentmagnet synchronousmotor to enhance the utilization rate of DC link voltage in high speed range of themotor controller in electric vehicle.The strategy regulates the phase of rectangular-wave by reference current and feedback current，and uses the voltage phase in the last sample cycle of overmodulationmode as the initial integral value of current closed-loop.The results of simulation and test show that the strategy proposed can achieve the smooth transition from overmodulationmode to rectangular-wavemode with stable rectangular-wave phase in high speed range and less switching loss of inverter，effectively increasing the utilization rate of DC link voltage and widening the operating speed range of ACmotor.

electric vehicle； AC m otor； voltage utilization rate； rectangular-wavemodulation； phase

10.19562/j.chinasae.qcgc.2017.10.011

?國家自然科學(xué)基金(21327803)資助。

原稿收到日期為2017年1月4日，修改稿收到日期為2017年5月15日。

龔依民，教授，E-mail：gongym＠ jlu.edu.cn。