基于脈沖壓縮的高頻超聲信號(hào)實(shí)時(shí)增強(qiáng)系統(tǒng)

姜旭恒，鄭 政，胡勝男

(上海理工大學(xué) 醫(yī)療器械與食品學(xué)院，上海 200093)

基于脈沖壓縮的高頻超聲信號(hào)實(shí)時(shí)增強(qiáng)系統(tǒng)

姜旭恒，鄭 政，胡勝男

(上海理工大學(xué) 醫(yī)療器械與食品學(xué)院，上海 200093)

高頻超聲成像具有高分辨率的優(yōu)點(diǎn)，但其衰減速度過快導(dǎo)致探測(cè)深度過淺。編碼脈沖壓縮可以解決高頻超聲縱向分辨率和探測(cè)深度的矛盾。利用FPGA設(shè)計(jì)了一個(gè)線性調(diào)頻脈沖的發(fā)射和實(shí)時(shí)壓縮系統(tǒng)，通過發(fā)射大時(shí)寬-帶寬積的線性調(diào)頻脈沖來保證信號(hào)的能量,從而提高探測(cè)深度，在接收端通過脈沖壓縮獲得窄脈沖保證分辨率。實(shí)驗(yàn)表明，中心頻率為10 MHz和50 MHz的高頻超聲回波信號(hào)，經(jīng)過脈沖壓縮以后的分辨率分別為0.3 mm和41 μm，旁瓣水平分別為48 dB和37 dB，信噪比分別提高15 dB和10 dB。

高頻超聲;編碼脈沖壓縮;線性調(diào)頻脈沖;現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列;信噪比

超聲成像的分辨率與探查深度之間相互制約。由于超聲衰減系數(shù)和頻率成正比，高頻超聲的衰減尤其顯著，而超聲發(fā)射聲壓受到醫(yī)學(xué)安全標(biāo)準(zhǔn)的限制，所以提高回波能量需要延長超聲脈沖的持續(xù)時(shí)間，顯然這將導(dǎo)致縱向分辨能力的下降[1]。編碼脈沖壓縮可以在保證分辨率的前提下顯著提高信噪比，從而改善分辨率和探查深度之間的矛盾[2-11]。線性調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生和處理均較容易，其脈沖壓縮的形狀和信噪比對(duì)多普勒頻移不敏感，且技術(shù)成熟，所以采用線性調(diào)頻信號(hào)作為發(fā)射脈沖[5]。以此為出發(fā)點(diǎn)設(shè)計(jì)了線性調(diào)頻脈沖的發(fā)射和實(shí)時(shí)壓縮系統(tǒng)，該系統(tǒng)可以滿足臨床常用的10 MHz、20 MHz和50 MHz等高頻超聲信號(hào)的實(shí)時(shí)處理要求。

1 線性調(diào)頻信號(hào)的脈沖壓縮原理

在實(shí)際系統(tǒng)中，脈沖壓縮既可以在時(shí)域?qū)崿F(xiàn)，也可以在頻域?qū)崿F(xiàn)。線性調(diào)頻脈沖壓縮實(shí)質(zhì)上就是對(duì)回波進(jìn)行頻率延時(shí)，信號(hào)的起始頻率部分延遲時(shí)間長，終止頻率部分延遲時(shí)間短，這樣可以保證調(diào)頻信號(hào)的不同頻率分量幾乎同時(shí)從壓縮網(wǎng)絡(luò)輸出，經(jīng)過延時(shí)后形成窄脈沖[12]。

1.1 線性調(diào)頻信號(hào)

射頻信號(hào)的線性調(diào)頻脈沖可以表示為

(1)

其復(fù)數(shù)表達(dá)式為

(2)

其中，A是信號(hào)幅度；f0是信號(hào)的中心頻率；τ是脈寬；B是頻帶寬度。

該波形的瞬時(shí)頻率fi(t)是相位函數(shù)的微分。很明顯，在τ的脈寬內(nèi)fi(t)線性地掃過了整個(gè)帶寬B

(3)

1.2 匹配濾波器

脈沖壓縮濾波器是一個(gè)匹配濾波器，這是一種最大信噪比濾波器，當(dāng)信號(hào)和噪聲疊加在一起輸入該系統(tǒng)時(shí)，匹配濾波使信號(hào)成分在某一瞬時(shí)出現(xiàn)峰值，而噪聲成分受到抑制，即使輸出的信噪比最大。

匹配濾波器的沖激響應(yīng)可以表示為

h(t)=Φ×(τ-t)

(4)

它是激勵(lì)信號(hào)的共軛、翻轉(zhuǎn)并時(shí)移。匹配濾波器的輸出表達(dá)式為

(5)

1.3 基帶處理

將超聲回波信號(hào)變換到基帶并降采樣后進(jìn)行處理可以顯著節(jié)省硬件資源，提高處理速度[6]。并且文獻(xiàn)[7]證明8倍降采樣后的基帶脈沖壓縮處理引入的誤差為-36.8 dB，而4倍降采樣的誤差為-49 dB[7]。對(duì)于實(shí)際的系統(tǒng)，這樣的誤差已經(jīng)能夠滿足要求。

設(shè)本地振蕩器輸出信號(hào)

zi(t)=cos2πf0t，0≤t≤τ

(6)

zq(t)=sin2πf0t，0≤t≤τ

(7)

射頻回波信號(hào)s(t)與本地振蕩器進(jìn)行混頻(IQ解調(diào))

(8)

(9)

經(jīng)過低通濾波以后得到基帶復(fù)信號(hào)

(10)

其頻域表達(dá)式為

(11)

匹配濾波器的頻域表達(dá)式為

(12)

其中，td0為脈沖壓縮網(wǎng)絡(luò)的固定時(shí)延。匹配濾波器的頻域輸出表達(dá)式為

U(ω)=Y(ω)×H(ω)=|Y(ω)|2e-jωtd0

(13)

1.4 旁瓣抑制

具有矩形包絡(luò)的線性調(diào)頻信號(hào)通過匹配濾波后的波形具有sinc函數(shù)的形狀，旁瓣高度為-13 dB。距離旁瓣的存在是有害的，大目標(biāo)的距離旁瓣往往會(huì)壓制附近小目標(biāo)的主瓣，導(dǎo)致小目標(biāo)檢測(cè)不到。為此，需要旁瓣抑制技術(shù)來盡可能降低旁瓣高度。根據(jù)頻譜分析，矩形包絡(luò)的線性調(diào)頻信號(hào)的頻譜上帶有菲涅爾波紋，該波紋會(huì)導(dǎo)致遠(yuǎn)端旁瓣的產(chǎn)生。對(duì)線性調(diào)頻信號(hào)幅度加權(quán)Lanczos窗[11]可以有效的抑制遠(yuǎn)端旁瓣。同時(shí)對(duì)匹配濾波器加權(quán)切比雪夫窗[11]可以有效的抑制近端旁瓣。

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

線性調(diào)頻脈沖的發(fā)射和壓縮系統(tǒng)框圖如圖1所示。線同步信號(hào)作為整個(gè)系統(tǒng)的控制信號(hào)。線性調(diào)頻信號(hào)數(shù)據(jù)通過串口配置到FPGA中，在FPGA中與Lanczos窗加權(quán)后由數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)經(jīng)功率放大器、Expander后作用于換能器?；夭ㄐ盘?hào)經(jīng)過Limiter、回波放大電路后由模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC采集進(jìn)入FPGA，進(jìn)行脈沖壓縮處理，脈沖壓縮后的數(shù)字信號(hào)一路通過JTAG與PC端通信，便于從Signaltap軟件觀察數(shù)據(jù)，另一路通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC連接到示波器便于實(shí)時(shí)觀察。對(duì)于10 MHz中心頻率的超聲信號(hào)采樣頻率為50 MHz，對(duì)于50 MHz中心頻率的超聲信號(hào)采樣頻率為200 MHz，采樣點(diǎn)數(shù)均為4 096點(diǎn)。電路中所使用的FPGA為Altera公司的CycloneV系列，ADC和DAC的精度為14 bit，最大采集速度為250 MHz。

圖1 線性調(diào)頻脈沖發(fā)射和壓縮系統(tǒng)

射頻回波信號(hào)s(n)經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC采集進(jìn)入FPGA，由于射頻信號(hào)的頻率較高，過帶通濾波器后進(jìn)行IQ解調(diào)并降采樣成為基帶復(fù)信號(hào)，然后對(duì)其做快速傅里葉變換FFT，并與存在ROM中的失配濾波器參數(shù)相乘，將相乘后的結(jié)果做快速逆傅里葉變換IFFT，通過包絡(luò)檢測(cè)得到脈沖壓縮結(jié)果。系統(tǒng)對(duì)不同中心頻率超聲信號(hào)的采集、處理參數(shù)如表1所示。

表1 不同中心頻率超聲信號(hào)的采集、處理參數(shù)

系統(tǒng)需要滿足不同中心頻率高頻超聲的實(shí)時(shí)脈沖壓縮處理，而FPGA本身無法辨別信號(hào)的中心頻率，如果不對(duì)信號(hào)中心頻率和FPGA之間建立某種協(xié)議的話，將會(huì)導(dǎo)致后續(xù)脈沖壓縮算法出錯(cuò)，所以如何準(zhǔn)確的識(shí)別不同的超聲中心頻率成為系統(tǒng)設(shè)計(jì)的重要環(huán)節(jié)。上文中提到線性調(diào)頻脈沖數(shù)據(jù)是由上位機(jī)配置到FPGA中，所以在每一幀線性調(diào)頻脈沖數(shù)據(jù)之前都會(huì)加上一個(gè)8位二進(jìn)制的幀頭，即超聲中心頻率選擇信號(hào)，不同中心頻率超聲對(duì)應(yīng)不同的幀頭，幀頭數(shù)據(jù)通過串口配置到FPGA中，F(xiàn)PGA中的譯碼器模塊會(huì)對(duì)上位機(jī)傳來的數(shù)據(jù)進(jìn)行譯碼，識(shí)別出頻率選擇信號(hào)和線性調(diào)頻信號(hào)，并將頻率選擇信號(hào)分別送到脈沖發(fā)射模塊控制數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC的工作時(shí)鐘，送到采集控制電路控制模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC的工作時(shí)鐘以及送到脈沖壓縮模塊控制IQ解調(diào)和失配濾波器模塊中ROM的地址。通過此方法可以準(zhǔn)確的識(shí)別不同中心頻率的超聲信號(hào)，在不改變脈沖壓縮模塊的情況下可以對(duì)不同中心頻率的超聲信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)脈沖壓縮處理。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

3.1 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)

系統(tǒng)分別針對(duì)10 MHz和50 MHz換能器進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。如圖1所示，PC將配置參數(shù)寫入FPGA，由脈沖發(fā)射電路輸出線性調(diào)頻脈沖，經(jīng)過DAC后用射頻功率放大器(BBA150)放大，經(jīng)Expander激勵(lì)換能器?；夭ㄐ盘?hào)經(jīng)Limiter后由小信號(hào)射頻放大器放大。脈沖壓縮算法在數(shù)字域中實(shí)現(xiàn)，利用FPGA設(shè)計(jì)軟件Quartus II中的SignalTap[13-15]在線調(diào)試和評(píng)估脈沖壓縮效果。同時(shí)，為了方便實(shí)時(shí)觀察靶線回波位置以及壓縮結(jié)果，將包絡(luò)檢測(cè)后的壓縮結(jié)果通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)后連接到示波器做實(shí)時(shí)觀察。

針對(duì)10 MHz換能器的線性調(diào)頻脈沖頻率為7～13 MHz，實(shí)驗(yàn)?zāi)繕?biāo)為兩根平行靶線構(gòu)成的線靶，兩根靶線間距為6 mm。

針對(duì)50 MHz換能器的線性調(diào)頻脈沖頻率為35～65 MHz，實(shí)驗(yàn)?zāi)繕?biāo)為水層厚度為50 μm的層靶。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖2分別為10 MHz超聲和50 MHz超聲的脈沖壓縮實(shí)驗(yàn)結(jié)果示意圖。

圖2 脈沖壓縮實(shí)驗(yàn)結(jié)果及靶目標(biāo)示意圖

10 MHz換能器的靶線回波和脈沖壓縮結(jié)果如圖2(a)和2(b)所示。圖中橫坐標(biāo)表示回波的長度，縱坐標(biāo)表示信號(hào)幅度。原始回波信號(hào)的信噪比為33 dB，從圖2(c)中可以觀察到，脈沖壓縮后信噪比可達(dá)48 dB以上，至少提高了15 dB。如圖2(b)所示，根據(jù)超聲在水中的聲速[16]計(jì)算得到兩根靶線之間的距離為5.7 mm，與實(shí)際距離相比誤差為5%。其-3 dB脈寬的縱向分辨力為0.3 mm，對(duì)應(yīng)脈寬為400 ns，與10 MHz單脈沖縱向分辨力相當(dāng)。

50 MHz換能器的層靶回波與脈沖壓縮結(jié)果以及信噪比情況如圖2(d)、圖2(e)和圖2(f)所示。原始回波信號(hào)的信噪比為27 dB，脈沖壓縮后信噪比在37 dB以上，提升了10 dB以上。由于兩片有機(jī)玻璃相隔較近，實(shí)際距離僅為50 μm，所以其前壁和后壁的實(shí)際回波混疊在一起難以辨別。通過脈沖壓縮以后則可以區(qū)分兩個(gè)目標(biāo)，根據(jù)時(shí)間換算可知兩壁之間的距離為56 μm，與實(shí)際距離相比誤差為12%，其-3 dB脈寬的縱向分辨力為41 μm，對(duì)應(yīng)脈寬為55 ns，與50 MHz單脈沖縱向分辨力相當(dāng)。

4 結(jié)束語

利用FPGA實(shí)現(xiàn)了基于脈沖壓縮的高頻超聲信號(hào)的實(shí)時(shí)增強(qiáng)系統(tǒng)，在滿足淺表器官B型超聲掃描儀的實(shí)時(shí)性需求的同時(shí)，可以較大的提升回波信號(hào)的信噪比。實(shí)際超聲回波信號(hào)的包絡(luò)呈梭型，這是發(fā)射端功率放大器和回波放大器的非線性以及超聲換能器的頻帶特性共同作用的結(jié)果，可以使用線性度更佳的放大器以及頻帶特性更好的超聲換能器來提高原始回波的質(zhì)量，從而可以使脈沖壓縮后信噪比的改善[17]以及旁瓣抑制效果更佳。

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The System of High Frequency Ultrasonic Signal Real-time Enhancement Based on Pulse Compression

JIANG Xuheng，ZHENG Zheng，HU Shengnan

(School of Medical Instrumentation and Food Engineering,University of Shanghai for Science & Technology, Shanghai 200093,China)

The high frequency ultrasound imaging has the advantage of high resolution, but it attenuates too fast to detect more information.The coding pulse compression can solve the contradiction between the resolution and the detection depth of high frequency ultrasound. A real-time compression and transmission system of chirp is designed by using field programmable gate array (FPGA),it will enlarge the signal energy to improve detection depth by transmitting a large time-bandwidth product’s(TBP) chirp,and narrow pulse guarantee resolution is obtained by pulse compression at the receiving end. The experimental results show that the resolution of the high frequency ultrasonic echo signals with center frequency of 10 MHz and 50 MHz are 0.3 mm and 41 μm after pulse compression, respectively. The sidelobe level is 48 dB and 37 dB respectively, and the SNR is increased by 15 dB and 10 dB, respectively.

high frequency ultrasonic; coding pulse compression; chirp; FPGA; signal to noise ratio

2016- 11- 28

姜旭恒(1991-)，男，碩士研究生。研究方向：醫(yī)學(xué)超聲成像。鄭政(1961-)，男，博士，研究員。研究方向：超聲影像等。

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2017.09.003

TN911.2;R445

A

1007-7820(2017)09-008-04