非合作信號(hào)射頻域干擾抵消性能分析

王天宇，孫志剛，鄭淑梅

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北石家莊 050081)

非合作信號(hào)射頻域干擾抵消性能分析

王天宇，孫志剛，鄭淑梅

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北石家莊 050081)

針對(duì)航空測(cè)控系統(tǒng)面臨寬帶干擾時(shí)，缺乏有效的抗干擾手段的問(wèn)題，研制了定向天線和全向天線的接收結(jié)構(gòu)，可在射頻域抵消外來(lái)的非合作信號(hào)，以保證合作信號(hào)的準(zhǔn)確接收。并討論了單抽頭和多抽頭兩種結(jié)構(gòu)模型。利用干擾抵消算法，以剩余非合作信號(hào)功率最小為準(zhǔn)則，進(jìn)行了理論推導(dǎo)。并提出在多抽頭結(jié)構(gòu)的工程實(shí)現(xiàn)中采用矢量調(diào)制器來(lái)進(jìn)行幅度和相位的調(diào)整。仿真結(jié)果表明：對(duì)于單抽頭結(jié)構(gòu)，在2.6 GHz頻段，對(duì)于帶寬100 MHz的信號(hào)，當(dāng)延遲線長(zhǎng)度調(diào)整誤差為2%時(shí)，最優(yōu)的干擾抑制能力達(dá)到了45 dB，當(dāng)考慮幅度調(diào)整誤差為10%時(shí)，干擾抑制能力會(huì)降低約10 dB；對(duì)于多抽頭結(jié)構(gòu)，使用與單抽頭相同的信號(hào)。以雙抽頭為例，當(dāng)傳輸時(shí)延差固定時(shí)，最優(yōu)干擾抑制能力可達(dá)81 dB，仿真結(jié)果從理論上驗(yàn)證了接收結(jié)構(gòu)的可行性。

無(wú)線通信技術(shù)；射頻域干擾抵消；單抽頭；多抽頭；矢量調(diào)制器；延遲線

在航空測(cè)控系統(tǒng)中，經(jīng)常面臨著非合作信號(hào)的干擾問(wèn)題，如何確保合作信號(hào)準(zhǔn)確地接收是被關(guān)注的重點(diǎn)問(wèn)題，當(dāng)面臨寬帶高阻塞式干擾時(shí)，現(xiàn)有的抗干擾手段效果不佳[1-2]，自適應(yīng)干擾抵消技術(shù)是解決該問(wèn)題的新途徑。

自適應(yīng)干擾抵消算法的理論基礎(chǔ)來(lái)源于1967年WIDROW等[3]早先對(duì)自適應(yīng)噪聲對(duì)消理論的研究，以及LMS算法。LMS算法簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)、運(yùn)算量小，針對(duì)干擾抵消系統(tǒng)，采用LMS算法的模擬實(shí)現(xiàn)較為合適[4-5]。GLOVER[6]研究了自適應(yīng)噪聲對(duì)消系統(tǒng)的頻域特性，給出了系統(tǒng)的頻域近似模型，后來(lái)杜武林[7]跟蹤研究了自適應(yīng)干擾對(duì)消技術(shù)，指出了該技術(shù)的原理、關(guān)鍵技術(shù)以及在軍事通信應(yīng)用中的重要意義，鄭偉強(qiáng)等[8]討論了開(kāi)環(huán)前饋和閉環(huán)反饋的干擾對(duì)消系統(tǒng)。

現(xiàn)有的干擾抵消算法，都需要測(cè)向天線測(cè)量出接收信號(hào)的入射角度，利用陣列接收天線改變天線方向圖，在非合作信號(hào)方向形成零陷，從而達(dá)到干擾抵消的效果，目前盲多波束形成算法也有廣泛應(yīng)用，能夠快速收斂到不同的信號(hào)，解決了盲多波束系統(tǒng)中對(duì)同一信號(hào)重復(fù)收斂的問(wèn)題[9-13]。本文提出的干擾抵消算法是一種不需要測(cè)向的盲抵消算法，利用不同接收天線接收到信號(hào)的信干比不同，進(jìn)行幅度和相位的調(diào)整，完成干擾抵消的工作。

針對(duì)測(cè)控系統(tǒng)中面臨的寬帶高阻塞式干擾[14-15]，提出了定向天線為主接收天線，全向天線為輔助天線的接收結(jié)構(gòu)，通過(guò)調(diào)整全向天線接收的非合作信號(hào)來(lái)抵消定向天線接收的非合作信號(hào)，從而保證合作信號(hào)的準(zhǔn)確接收。分別討論了單抽頭[16]和多抽頭[17]的抵消結(jié)構(gòu)模型，以剩余非合作信號(hào)功率最小為準(zhǔn)則，進(jìn)行了理論推導(dǎo)，進(jìn)一步進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，對(duì)于單抽頭結(jié)構(gòu)采用延遲線及衰減器來(lái)進(jìn)行相位、幅度的調(diào)整[18-19]，在仿真時(shí)考慮了幅、相調(diào)整誤差對(duì)于干擾抵消性能的影響，還對(duì)帶寬內(nèi)各頻率分量的干擾抵消能力進(jìn)行了測(cè)試。對(duì)于多抽頭結(jié)構(gòu)采用矢量調(diào)制器[20-21]來(lái)進(jìn)行相位、幅度的調(diào)整，以雙抽頭為例進(jìn)行了仿真分析，驗(yàn)證了帶寬、多徑時(shí)延差等對(duì)多抽頭干擾抵消效果的影響。本文的研究結(jié)果為后續(xù)硬件實(shí)現(xiàn)提供了理論支持和性能的評(píng)估。

1 干擾抵消基本原理

圖1 非合作信號(hào)矢量抵消原理圖Fig.1 Schematic diagram of non-cooperative signal vector cancellation

令定向天線和全向天線接收的非合作信號(hào)分別為

ji(t)=hicos (wt+φi)，

(1)

jj(t)=hjcos (wt+φj)。

(2)

兩路信號(hào)相加后

jc(t)=ji(t)+jj(t)=

hicos(wt+φi)+hjcos(wt+φj)=

hcos(wt+φ)，

(3)

式中：

(4)

對(duì)式(4)求h關(guān)于hi的偏導(dǎo)數(shù)，可得：

(5)

hi-hjcos(φi-φj)=0。

(6)

同樣求h關(guān)于φi的偏導(dǎo)數(shù)

(7)

hihjsin (φi-φj)=0。

(8)

因?yàn)閔ihj≠0，所以

sin(φi-φj)=0，

(9)

即φi-φj=π-Δφ，代入式(9)得：

sin(Δφ)=0，

(10)

2 系統(tǒng)模型

2.1 單抽頭干擾抵消結(jié)構(gòu)

單抽頭結(jié)構(gòu)常用來(lái)抑制能量足夠強(qiáng)的一條多徑非合作信號(hào)(見(jiàn)圖2)。定向天線接收來(lái)自遠(yuǎn)場(chǎng)信號(hào)，接收機(jī)接收到的信號(hào)x1(t)可以表示為

x1(t)=s(t)+ji(t)+n(t)，

(11)式中：ji(t)為遠(yuǎn)端傳來(lái)的非合作信號(hào)；n(t)是能量為En的加性白高斯噪聲；s(t)為遠(yuǎn)端傳來(lái)的合作信號(hào)。

圖2 單抽頭干擾抑制模型Fig.2 Single tap interference cancellation model

在分析單抽頭結(jié)構(gòu)的干擾抑制性能時(shí)，定向天線和全向天線接收的非合作信號(hào)分別為

ji(t)=hij(t-τi)+n(t)，

(12)

jj(t)=hjj(t-τj)+n(t)，

(13)

式中：j(t)為非合作信號(hào)發(fā)射機(jī)的輸出信號(hào)；hi,hj為信道增益；τi,τj為信道延遲。

將全向天線接收信號(hào)通過(guò)長(zhǎng)度可調(diào)的延遲線和衰減器進(jìn)行相位、幅度的調(diào)整后，得到重建定向天線接收的非合作信號(hào)jc(t)(簡(jiǎn)稱干擾重建信號(hào))，通過(guò)定向天線射頻接收信號(hào)x1(t)與干擾重建信號(hào)jc(t)相減，達(dá)到干擾抑制的目的：

jc(t)=αcjj(t-τc)，

(14)

式中：αc表示衰減器的幅度因子；τc表示延遲系數(shù)。

經(jīng)過(guò)射頻域干擾抑制后，殘余非合作信號(hào)jr(t)可表示為

jr(t)=jc(t)-jj(t)。

(15)

殘余jr(t)的能量，決定著模擬域干擾的抑制能力。以殘余非合作信號(hào)jr(t)能量最小為目標(biāo)，定義目標(biāo)函數(shù)Λ為

(16)

式中：T為控制器跟蹤控制(能量檢測(cè))周期。

定義干擾抑制能力G[22-23]為

(17)

單位為dB。其中，Er為殘余干擾信號(hào)jr(t)的能量；Ei為定向天線接收的干擾信號(hào)ji(t)的能量；En為噪聲能量。從定義可以看出，G為負(fù)值，G越小，干擾抑制能力越強(qiáng)。

2.2 多抽頭干擾抵消結(jié)構(gòu)

圖3 多抽頭干擾抑制模型Fig.3 Multi-tapinterference cancellation model

依據(jù)傅里葉變換規(guī)則，對(duì)于定向天線實(shí)際干擾信道的頻率響應(yīng)Hc(f)為

(18)

同理，對(duì)于全向天線實(shí)際干擾信道的頻率響應(yīng)He(f)為

(19)

類似的，圖3中多抽頭干擾估計(jì)結(jié)構(gòu)的頻率響應(yīng)Hs(f)可以寫為

(20)

進(jìn)一步，將式(20)中的結(jié)果重寫為向量乘積的形式

(21)

其中權(quán)矢量W、頻點(diǎn)f的相位旋轉(zhuǎn)因子矢量X(f)分別定義為

(22)

(23)

得到干擾抵消后的等效剩余非合作信號(hào)頻響Hr(f)：

Hr(f)=Hc(f)-Hs(f)He(f)。

(24)

則干擾抵消后的剩余非合作信號(hào)功率譜密度Sr(f)為

Sr(f)=|Hr(f)|2Sl(f)。

(25)

其中Sl(f)表示非合作信號(hào)發(fā)送射頻信號(hào)的功率譜密度。

假設(shè)非合作信號(hào)發(fā)射機(jī)采用sinc函數(shù)作為發(fā)射信號(hào)的成形脈沖函數(shù)，則本地發(fā)送射頻信號(hào)的功率譜密度在信號(hào)帶寬B內(nèi)是平坦的，且信號(hào)帶寬為基帶符號(hào)速率的倒數(shù)：

(26)

結(jié)合式(25)、式(26)，剩余自干擾信號(hào)的總功率Pr為

(27)

(28)

當(dāng)復(fù)值梯度向量的實(shí)部、虛部均為0時(shí)，剩余干擾功率Pr取得極值。按照式(28)給出的復(fù)值梯度向量，對(duì)剩余干擾功率Pr求梯度得到：

(29)

其中矩陣R、向量Q分別定義為

(30)

(31)

結(jié)合式(19)、式(23),化簡(jiǎn)矩陣R、向量Q：

(32)

(33)

式中：qn為向量Q中的第n個(gè)元素；rij為矩陣R中第i行第j列元素；sinc(·)函數(shù)的定義如式(34)所示：

(34)

Wopt=R-1Q。

(35)

結(jié)合矩陣R、向量Q的表達(dá)式將信號(hào)功率化簡(jiǎn)為

(36)

其中:

(37)

將Wopt帶入到Pr表達(dá)式中，得到:

(38)

因此，Pr-opt為射頻域多抽頭干擾抵消后的最小剩余干擾功率。進(jìn)一步，定義干擾抑制比表示干擾抵消前后的干擾信號(hào)功率之比，則多抽頭干擾抵消結(jié)構(gòu)的最大干擾抑制比ISR 表示為

(39)

可以看出與單抽頭結(jié)構(gòu)抑制比定義不同，多抽頭結(jié)構(gòu)干擾抑制比均為正值。

因此，考慮單徑干擾信道場(chǎng)景，雙抽頭干擾抵消結(jié)構(gòu)的最大干擾抑制

(40)

其中，參數(shù)γ，β分別定義為

(41)

(42)

可以看出針對(duì)單徑干擾信號(hào)的雙抽頭干擾抵消結(jié)構(gòu)，其最優(yōu)權(quán)矢量由干擾信號(hào)帶寬、載波頻率以及抽頭時(shí)延與干擾傳輸時(shí)延之差決定；其最佳的干擾抑制效果與干擾信號(hào)帶寬、抽頭時(shí)延與干擾傳輸時(shí)延之差有關(guān)。

3 數(shù)字與仿真結(jié)果

3.1 單抽頭結(jié)構(gòu)仿真結(jié)果

本文假設(shè)條件如下：載波頻率為2.6 GHz，接收干擾信號(hào)能量Ei比噪聲能量En高90 dB，定向天線和全向天線接收信號(hào)時(shí)延差為1 ns，經(jīng)計(jì)算得最佳的延遲線長(zhǎng)度為1.5 m。

當(dāng)考慮延遲線長(zhǎng)度調(diào)整誤差時(shí)，可以得到圖4所示的不同帶寬下干擾抑制能力與延遲線調(diào)整誤差的關(guān)系。

圖4 不同帶寬下干擾抑制能力與延遲線調(diào)整誤差的關(guān)系Fig.4 Relationship between interference cancellation and delay line error in different bandwidth

從圖4可以看出，在2.6 GHz頻段，對(duì)于帶寬100 MHz的信號(hào)，當(dāng)延遲線長(zhǎng)度調(diào)整誤差為2%時(shí)，干擾抑制能力達(dá)到了45 dB?？傻贸鋈缦乱?guī)律：

1) 帶寬固定不變時(shí)，干擾抑制能力隨著相位誤差的增大而減??；

2) 干擾抑制能力固定時(shí)，帶寬越寬，對(duì)相位調(diào)整的精度要求越高；

3) 相位調(diào)整誤差固定時(shí)，干擾抑制能力隨帶寬的增加而下降。

接下來(lái)考慮不同延遲線誤差條件下信號(hào)帶寬內(nèi)各頻率分量的干擾抑制情況，以帶寬100 MHz、頻段2.6 GHz為例，各頻率分量的干擾抵消能力與相位誤差的關(guān)系如圖5所示，圖中橫坐標(biāo)中心點(diǎn)0代表著中心頻點(diǎn)2.6 GHz，左右兩邊各點(diǎn)代表著帶寬內(nèi)其他頻點(diǎn)。

圖5 各頻率分量的干擾抑制能力與延遲線誤差之間的關(guān)系Fig.5 Relationship between each frequency component interference cancellation and delay line error

從圖5可以看出，當(dāng)不存在延遲線誤差時(shí)，帶寬內(nèi)各頻率分量的干擾抵消能量為90 dB，在帶寬內(nèi)近似平坦地抑制，殘余干擾降至噪底；當(dāng)延遲線誤差為1%時(shí)，非合作信號(hào)帶寬邊緣處的干擾抵消能量約為33 dB，帶寬中心可抵消90 dB的干擾，帶寬內(nèi)能量波動(dòng)幅度約為67 dB。可得出如下規(guī)律：

1) 載波中心頻率處的干擾抑制能力最好，非合作信號(hào)寬帶邊緣處的頻率分量干擾抑制能力效果較差；

2) 在帶寬范圍內(nèi)，頻率跨度越大，頻率分量干擾抑制能力效果差別越大；

3) 干擾抑制能力隨著，相位誤差的變化而變化，各頻率分量的干擾抑制能力也不相同。

考慮幅度調(diào)整誤差對(duì)干擾抵消能力的影響，假定延遲線長(zhǎng)度調(diào)整誤差約為2%時(shí)，關(guān)系如圖6所示。

圖6 不同帶寬條件下干擾抑制能力與幅度誤差關(guān)系Fig.6 Relationship between interference cancellation and amplitude error in different bandwidth

從圖6中可以看出，帶寬為100 MHz的信號(hào)，10%的幅度調(diào)整誤差會(huì)使干擾抵消能力降低約10 dB?？傻贸鋈缦乱?guī)律：

1) 帶寬固定時(shí)，干擾抑制能力隨幅度調(diào)整誤差的增加而降低；

2) 帶寬越寬，幅度調(diào)整誤差的影響效果越小。

3.2 多抽頭結(jié)構(gòu)仿真結(jié)果

圖7 不同抽頭時(shí)延下，雙抽頭結(jié)構(gòu)干擾抵消性能Fig.7 Double tap interference cancellation performance in different tap delay

圖8 不同干擾信號(hào)帶寬下，雙抽頭結(jié)構(gòu)干擾抵消性能隨傳輸時(shí)延差的變化Fig.8 Variaton of interference cancellation performance with transmission delay difference in double tap in different signal bandwidth

4 結(jié) 語(yǔ)

本文提出了定向天線和全向天線的接收結(jié)構(gòu)，通過(guò)干擾抵消算法，利用全向天線接收的非合作信號(hào)通過(guò)調(diào)整幅度和相位來(lái)抵消定向天線接收的非合作信號(hào)，從而保證合作信號(hào)的準(zhǔn)確接收。提出了單抽頭和多抽頭2種結(jié)構(gòu)模型，分別以最小剩余非合作信號(hào)功率為準(zhǔn)則，進(jìn)行了推導(dǎo)與仿真，對(duì)于單抽頭結(jié)構(gòu)通過(guò)延遲線和衰減器來(lái)調(diào)整信號(hào)的相位和幅度，干擾抑制能力隨著帶寬的增大而減小，載波中心頻率處的干擾抑制效果最好，帶寬邊緣的頻率分量干擾抑制效果最差；對(duì)于多抽頭結(jié)構(gòu)通過(guò)矢量調(diào)制器來(lái)調(diào)整信號(hào)相位及幅度，其最佳的干擾抑制效果與干擾信號(hào)帶寬、抽頭時(shí)延與干擾傳輸時(shí)延之差有關(guān)。本文的仿真結(jié)果得出的結(jié)論為后續(xù)硬件實(shí)現(xiàn)提供了理論支持和性能的評(píng)估。

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Performance analysis of non-cooperation signal interference cancellation at RF domain

WANG Tianyu， SUN Zhigang， ZHENG Shumei

(The 54thResearch Institute of CETC, Shijiazhuang, Hebei 050081, China)

Due to the lack of effective methods for broadband interference suppression in aerospace TT&C system, the receiving structure of the directional antenna and the omni-directional antenna is provided. Non-cooperative signal is cancelled at RF domain, so as to ensure the accurate reception of the cooperative signal. Two syntactic models of the single tap and the multi-tap are discussed separately. Theoretical derivation is proceeded with minimizing the residual non-cooperative signal power as criterion by using the interference cancellation algorithm. It is suggested that the vector modulator be used to adjust the amplitude and phase in the multi-tap structure. The simulation result shows that, for the single tap structure, when the delay line error is 2%, the best interference cancellation capability reaches 45 dB in the 2.6 GHz band, for the bandwidth 100 MHz siganl; while when amplitude error is 10%, the interference cancellation capability decreases by 10 dB; for the multi-tap structure, the same signal is used as the single tap structure. In the double tap structure, the best interference cancellation capability reaches 81 dB when the transmission delay is confirmed. The simulation results verify the feasibility of the receiver structure.

wireless communication technology; RF adaptive interference cancellation; single tap; multi-tap; vector modulator; delay line

1008-1534(2017)04-0247-07

2017-04-29;

2017-06-06；責(zé)任編輯：李 穆

王天宇(1993—)，男，河北石家莊人，碩士研究生，主要從事無(wú)人機(jī)測(cè)控方面的研究。

孫志剛研究員。E-mail:zhigsun@sina.com

TN973.3

A

10.7535/hbgykj.2017yx04003

王天宇，孫志剛,鄭淑梅.非合作信號(hào)射頻域干擾抵消性能分析[J].河北工業(yè)科技,2017,34(4):247-253. WANG Tianyu， SUN Zhigang，ZHENG Shumei.Performance analysis of non-cooperation signal interference cancellation at RF domain[J].Hebei Journal of Industrial Science and Technology,2017,34(4):247-253.