面向新能源的數(shù)字型全橋LLC諧振變換器

汝洪芳， 呂宗寶， 湯旭日， 鄭 爽

(黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院，哈爾濱 150022)

面向新能源的數(shù)字型全橋LLC諧振變換器

汝洪芳， 呂宗寶， 湯旭日， 鄭 爽

(黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院，哈爾濱 150022)

為了適應新能源發(fā)展的需要，將數(shù)字型PWM控制方式應用于全橋LLC諧振變換器。該方式不僅可以解決傳統(tǒng)變頻控制磁性元件設計與優(yōu)化難的問題，而且還滿足了新能源對DC/DC變換器功能的要求。數(shù)字型全橋LLC諧振變換器具有功率密度大、效率高、功能種類多等特點，適用于新能源的發(fā)展需求。通過實驗驗證，該方案可行有效。

新能源； 數(shù)字型PWM控制方式； 全橋LLC諧振變換器

0 引 言

由于太陽能和風能等新能源發(fā)電的電壓范圍寬，無論是并網(wǎng)逆變器，還是電池儲能系統(tǒng)都需要一個DC/DC變換器將可再生能源單元發(fā)電系統(tǒng)的輸出電壓轉(zhuǎn)換成一個恒定的電壓，以便于后級系統(tǒng)的設計與優(yōu)化。因此，研究一種電壓增益范圍寬、功率密度大、轉(zhuǎn)換效率高的單向DC/DC變換器具有很高的實用價值[1-2]。

LLC諧振變換器結(jié)構(gòu)比較簡單，在全負載范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開關器件的零電壓開通，副邊整流器件能夠?qū)崿F(xiàn)零電流關斷。故系統(tǒng)開關損耗小，功率密度高，而受到了廣泛的關注[3-4]。對于傳統(tǒng)LLC諧振變換器的變頻控制，為了得到較寬的電壓增益范圍，需要調(diào)節(jié)較寬的頻率范圍，尤其在系統(tǒng)的品質(zhì)因數(shù)較大的情況下，這些將導致一些不利的影響，比如變壓器體積增大、損耗增加、以及成本上升等[5]。為了解決變頻控制帶來的問題，筆者提出了一種基于數(shù)字控制器的PWM方式的全橋LLC諧振變換器。希望該變換器能夠在保持LLC諧振變換器軟開關、高功率密度等優(yōu)勢不變的情況下，解決變頻控制帶來的缺點。

1 工作原理與分析

圖1為全橋LLC諧振變換器。開關管S1、S2構(gòu)成變換器的前橋臂，開關管S3、S4構(gòu)成變換器的后橋臂，副邊采用倍壓整流來有效提高增益范圍。其中，諧振電容Cr、諧振電感Lr、勵磁電感Lm、副邊的倍壓整流電路構(gòu)成全橋LLC諧振變換器。

圖1 全橋型LLC諧振變換器

變換器采用PWM定頻控制，其工作頻率fs略小于諧振頻率fr。圖2為變頻器的調(diào)制策略，S1與S2、S3與S4為占空比互補控制，S1與S3占空比相角相差180°。當D< 0.5 時，諧振電壓ut的占空比為D；當D≥ 0.5 時，ut占空比為1-D。輸入電壓Uin在較寬范圍內(nèi)變化時，通過對S1、S3的占空比D的調(diào)節(jié)，可有效地控制諧振腔電壓ut的占空比和幅值，進而控制ut的基波幅值，實現(xiàn)對變換器整體增益的控制，來滿足寬范圍增益要求。

由于LLC諧振在變換器D<0.5與D≥0.5時有效占空比相同，并且正負半周期具有對稱性，因此只選取D<0.5的正半周期進行原理分析。

(1)模式1(t0-t1)，如圖3a所示。t0時刻前，S4已導通；t0時刻時，S1導通。這一時間內(nèi)，諧振電流iLr大于勵磁電感電流iLm，諧振腔電壓ut等于輸入電壓Uin，諧振電流iLr與勵磁電感電流iLm的差值通過變壓器給副邊供電，副邊整流二極管Do1導通，Lm兩端電壓被輸出電壓鉗位至nUo，勵磁電感電流iLm線性上升。

iLr、iLm與uCr的時域表達式為：

(1)

(2)

uCr(t)=(Ui-0.5nUo)-(Ui-0.5nUouCr(t0))×cos(ωr(t-t0))+iLr(t0)Zrsin(ωr(t-t0))，

(3)

式中：n——變壓器原副邊比； Ui——輸入電壓； Uo——輸出電壓； ωr——角頻率，ωr=2πfr; zrω——阻抗，zr(Lr/Cr)0.5。

圖2 全橋型LLC諧振變換器工作狀態(tài)分析

Fig. 2 Analysis of full bridge LLC resonant converter working state

(2)模式2(t1-t2)。t1時刻，S1關斷，S2未導通。這一時間內(nèi)，電流iLr>iLm，諧振電感電流iLr通過S2的體二極管導通，為S2的ZVS開通創(chuàng)造條件。

(3)模式3(t2-t3)，如圖3b所示。t2時刻，S2的ZVS開通。此階段電流iLr>iLm，副邊整流二極管Do1持續(xù)導通，Lm兩端電壓被鉗位在0.5nUo，不參與諧振，勵磁電感電流iLm持續(xù)線性上升。但是因為諧振槽電壓ut等于零，輸入電壓源不提供能量，原邊向副邊傳輸?shù)哪芰客耆芍C振網(wǎng)絡提供，所以諧振電流iLr迅速下降。

iLr、iLm與uCr的時域表達式為：

(4)

(5)

uCr(t)=Ui-0.5nUo-(Ui-0.5nUo-uCr(t2))× cos(ωr(t-t2))+iLr(t2)Zrsin(ωr(t-t2))，

(6)

4)模式4(t3-t4)，如圖3c所示。t3時刻，諧振電流iLr下降到與勵磁電感電流iLm相等時，輸出整流二極管Do1實現(xiàn)ZCS關斷。此階段內(nèi)，Lm與Lr、Cr一并參與諧振。

iLr、iLm與uCr的時域表達式為：

(7)

iLm(t)=iLr(t)，

(8)

(9)

式中，m = Lm/Lr。

a

b

c

同理，根據(jù)半周期的工作對稱性，可以得到另外半周期的工作表達式。然后可以得到一個周期內(nèi)諧振iLr、勵磁電流iLm、輸入電壓Ui以及輸出電壓Uo之間的數(shù)值關系。

2 實驗結(jié)果與驗證

為了驗證提出方案的合理性與有效性，搭建了一臺240 W的實驗樣機，樣機前端由光伏模擬器供電，并模擬光伏特性，系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖4所示。DC/DC前端的電壓電流經(jīng)LEM傳感器采集，通過二階巴特沃茲低通濾波器處理，將采集的信號送入DSP/TMSF28027中處理。通過MPPT算法計算確定追蹤電壓，給出相應的占空比指令。為了避免控制系統(tǒng)受到功率電路EMI的影響。DSP發(fā)出的EPWM信號經(jīng)過高速線性光耦將功率側(cè)與控制器隔離。同時為了驅(qū)動MOSFET，驅(qū)動電路采用帶有自舉能力的集成芯片IR2110。根據(jù)文獻[8]，功率電路計算出的實驗參數(shù),如表1所示。

圖4 數(shù)字型全橋LLC諧振變換器系統(tǒng)Fig. 4 System of digital full bridge LLC resonant converter

參數(shù)數(shù)值參數(shù)數(shù)值CO1/CO2100f/kHz50.5CIn/F10fs/kHz50Cr/F1uPV/V0～38Lr/H10P/W240Lm/H60n1∶1

圖5所示為DC/DC變換器追蹤最大功率點uPV=uMPP=30 V的波形，從圖5a中ut波形可以看出，在最大功率點占空比D=0.5，此時全橋LLC諧振變換器工作在全負載范圍內(nèi)的臨界狀態(tài)，從圖5中電流iLr的波形可以得出，iLr與iLm無共同諧振狀態(tài)，所以在此占空比下流過勵磁電感Lm的環(huán)流為零，此時DC/DC變換器可以達到最大效率。

為了驗證PWM控制方式的全橋LLC諧振變換器隨著占空比改變能夠有效的調(diào)節(jié)增益，圖5b、c給出了D=0.40與D=0.35時的uPV、ut、iLr波形。全橋LLC諧振變換器較小占空比時，變換器的增益會隨著降低。根據(jù)光伏特性可知，當增益減小時uPV增大，圖5b中uPV=32.3 V，圖5c中uPV=37.5 V，隨著占空比的變換，增益發(fā)生了明顯了改變。從圖5中也可以看出，諧振槽電壓ut明顯出現(xiàn)了零電平時刻，在零電平時刻，電感Lr、Lm與電容Cr共同參與諧振，勵磁電感Lm中存在環(huán)流。

a D=0.50

b D=0.40

c D=0.35

全橋型LLC諧振變換器在VF控制方式下能夠全程實現(xiàn)軟開關。為了驗證數(shù)字式PWM控制方式不影響變換器的軟開關特性，圖6給出了變換器S2管的驅(qū)動信號uDS2與S2管兩端電壓uS2，其中圖6b是圖6a的局部放大波形。從圖6中可以看出，開關管S2兩端電壓uS2在驅(qū)動信號uDS2=0即無驅(qū)動信號時刻，S2開關管已經(jīng)由體二極管續(xù)流使得電壓uS2=0，為軟開關創(chuàng)造了條件。當給定S2開通信號即uDS2≠0，實現(xiàn)了S2的軟開關。其他三個開關管以同樣形式實現(xiàn)軟開關。

a

b

Fig. 6 Converter amplification wave of S2soft switching

3 結(jié)束語

筆者提出將數(shù)字型的PWM控制方式應用與全橋LLC諧振變換器，解決了變換器VF控制方式帶來的磁性元件設計優(yōu)化難的問題。同時數(shù)字控制器具有靈活、穩(wěn)定、可編程等特點，使得數(shù)字型全橋LLC諧振變換器特別適用于對變換器效率要求高、功率密度大與功能種類多的新能源場合。文中通過對變換器各個狀態(tài)原理分析，詳述了PWM控制方式下全橋LLC的工作狀態(tài)與增益特性。最后，通過設計240 W的樣機，驗證了提出方案的合理性與有效性。

[1] 丁 明，王偉勝，王秀麗，等. 大規(guī)模光伏發(fā)電對電力系統(tǒng)影響綜述[J]. 中國電機工程學報, 2014，34(1): 1-14.

[2] 李 菊，阮新波. 全橋LLC諧振變換器的混合式控制策略[J]. 電工技術學報，2013，28(4): 72-79.

[3] 孫孝峰，申彥峰，朱云娥，等. 一種Boost型寬電壓范圍輸入LLC諧振變換器[J]. 中國電機工程學報，2015，35(15): 3895-3903.

[4] Sun X. Interleaved boost-integrated LLC resonant converter with fixed-frequency PWM control for renewable energy generation applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2015，30(8): 4312-4326.

[5] Beiranvand R，Rashidian B，Zolghadri M R, et al. A design procedure for optimizing the LLC resonant converter as a wide output range voltage source[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(8): 3749-3763.

(編輯 晁曉筠 校對 李德根)

Research of digital full bridge LLC resonant converter for new energy

(School of Electrical & Control Engineering, Heilongjiang University of Science & Technology, Harbin 150022,China)

This paper introduces is a response to the development of new energy by applying digital PWM control mode to full bridge LLC resonant converter. This novel method not only enables the design and optimization of variable frequency control magnetic components, which has proved difficult for the conventional method, but it also can fulfill tough and stringent demands on the DC/DC converter imposed by the new energy. Digital full bridge LLC resonant converter characterized by higher power density, higher efficiency, and multi function demonstrates a better adaptation to the development of new energy and a more feasible and effective performance.

new energy; digital PWM control mode; full bridge LLC resonant converter

2017-03-23

哈爾濱市科技局青年科技創(chuàng)新人才項目(2016RAQXJ030)

汝洪芳(1975-)，女，黑龍江省伊春人，高級工程師，碩士，研究方向:電力電子與電力傳動，E-mail:396890149@qq.com。

10.3969/j.issn.2095-7262.2017.03.006

TM46

2095-7262(2017)03-0233-04

A