寬電壓大負載應用DC-DC變換器的電流采樣電路

曼茂立，田 輝，柯鳳琴，許海東

(1.承德石油高等?？茖W校 a.汽車工程系;b.機械工程系，河北 承德 067000；2．河北省儀器儀表工程技術研究中心，河北 承德 067000)

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寬電壓大負載應用DC-DC變換器的電流采樣電路

曼茂立1a,2，田 輝1b，柯鳳琴1a，許海東1a

(1.承德石油高等專科學校 a.汽車工程系;b.機械工程系，河北 承德 067000；2．河北省儀器儀表工程技術研究中心，河北 承德 067000)

提出了一種新穎的電流模降壓型DC-DC變換器的電流采樣電路。該電路結合傳統(tǒng)電流采樣電路的優(yōu)點，合理地使用LDMOS，實現(xiàn)了寬電壓大負載應用DC-DC變換器的電感電流的精確采樣。該結構在一款0.35 μm BCD工藝的降壓型DC-DC變換器中進行了投片驗證。仿真和測試結果表明，輸入電壓為4.75 V～25 V、負載為0 A～3 A的情況下，DC-DC變換器芯片輸出穩(wěn)定，紋波較小且瞬態(tài)特性良好。

DC-DC變換器；電流采樣電路；寬輸入電壓； BCD工藝

隨著人們對高效穩(wěn)定電源管理的需求，降壓型DC-DC變換器芯片已經開始廣泛地應用于汽車電器、有線調制解調器和通信電源等設備當中。與傳統(tǒng)的便攜式設備中的應用不同，此類芯片工作在寬輸入電壓和大負載條件下，其電路設計需要特殊的BCD工藝。無論采用電壓模還是電流?？刂品绞?，DC-DC變換器中的電感電流采樣電路都可以檢測開路、短路和過流等工作狀態(tài)，減小功耗并保護電路，是設計中的難點之一[1]。本文基于寬電壓大負載應用的降壓型DC-DC變換器，利用0.35 μm BCD工藝設計了一種新穎的片上電感電流采樣電路，實現(xiàn)了電感電流的精確采樣，保證了3.3 V典型輸出電壓條件下，芯片在輸入電壓為4.75 V～25 V及負載為0 A～3 A范圍內的良好工作。

1 整體控制結構與電流采樣方式

1.1 整體控制結構

電流?？刂婆c電壓?？刂贫急粡V泛地應用于降壓型DC-DC變換器的設計中。與電壓?？刂葡啾龋娏髂？刂凭哂懈玫拈]環(huán)穩(wěn)定性和更快的負載變化瞬態(tài)響應[2]。

圖1是本設計所采用的電流模降壓型DC-DC變換器的控制框圖，它由功率級和反饋控制網絡組成[3]。功率級由NMOSFET型開關管MN1與MN2、電感L和電容COUT等元件組成。在反饋控制網絡中，誤差放大器EA的反向輸入端為反饋電壓VFB，它由輸出電壓VOUT經電阻R1和R2分壓后得到。EA的同向輸入端為帶隙基準電壓VREF。EA的輸出信號送入脈沖寬度調制比較器(PWM)模塊，與疊加電壓VADD比較后產生脈沖寬度調制信號VPWM控制MN1和MN2在每個周期的開關動作。疊加電壓VADD由采樣電流ISENSE和防止亞諧波振蕩的斜坡補償電流ISLOPE流入電阻后產生[4]。

與傳統(tǒng)的電流模DC-DC變換器結構不同，為了適應寬輸入電壓范圍，本設計引入了內部電壓調節(jié)器(Voltage Regulator)。內部電壓調節(jié)器將4.75 V～25 V的輸入電壓VIN調整為VC(4.75 V左右)，VC為反饋控制網絡的大部分電路供電，降低了功耗，減小了電路復雜度。另外， MN1為NMOSFET，需要合理設計它的柵極驅動電平保證其正常開關動作。在充電階段，驅動電路(Driver)利用自舉電容C1將MN1的柵極驅動電壓設置為“VSW+VC”，使MN1完全打開；在續(xù)流階段，驅動電路將MN1的柵極驅動電壓設置為VSW，使MN1徹底關斷。

1.2 電流采樣方式

在電流模PWM控制的DC-DC變換器中，電感電流采樣被應用于電流環(huán)路的反饋控制并提供過流保護。精確的電感電流采樣，可以在每個工作周期準確地反映輸入電壓VIN的微小變化，使DC-DC變換器控制環(huán)路做出調整，以獲得更好的閉環(huán)穩(wěn)定性和更快的負載變化瞬態(tài)響應[5]。電感電流采樣模塊在DC-DC變換器的設計中至關重要。

目前已經有多種電流采樣技術被提出或實現(xiàn)。最常見的電流采樣方式是使用采樣電阻與電感或開關管串聯(lián)。這種方法的電路簡單，但是由于采樣電阻上消耗了過多能量，DC-DC變換器的效率會顯著降低[1]。另外一種常見的電流采樣方式是使用積分器檢測電感電流，這種方式效率較高，然而由于積分器的使用增加了電路的復雜度，同時電感電流的采樣精度也會受到影響[6]。還有一種方式是利用開關管電阻代替采樣電阻完成電流采樣，在這種方法中，開關管的阻值需要合理設計，如果阻值過小，則采樣信號過小而不能滿足控制需求，反過來阻值過大則會造成過大的功率損耗，影響DC-DC整體效率[7]。

為了實現(xiàn)寬電壓大負載應用的DC-DC變換器的電感電流采樣，本設計結合現(xiàn)有電流采樣電路的優(yōu)點，提出了采用UMC 0.35 μm BCD工藝實現(xiàn)的利用開關管電阻采樣的電流采樣方式。

2 具體電路實現(xiàn)

設計電路利用采樣MOSFET對開關管的源漏電壓采樣，并將其轉換為采樣電流，實現(xiàn)了電感電流的精確采樣；同時合理地使用了DMOS器件，保證了電路在寬電壓范圍下的應用。

圖2是筆者提出的具體電路。MN1、MN2、采樣管MS1、采樣管MS2、M7、M8和M9為DMOS器件，其柵漏極之間和源漏極之間的最大電壓可為30 V，其它管子為普通CMOS器件。VIN為外接電源電壓，VC為內部電壓調節(jié)器產生的4.75 V左右的內部電源電壓。IREF為與溫度和電源均無關的內部電流基準，為電流采樣電路提供偏置。M1、M2與M3構成共柵電流鏡，且(W/L)M1,2=60 μm/5 μm，(W/L)M3=10 μm/5 μm，因此偏置電流I1和I2均為6倍的IREF。ILOAD為外接負載。

在DC-DC變換器工作的充電階段，需要對電感電流采樣。此時Q2為邏輯“0”， MN2截止；Q1為邏輯“1”， MN1、MS1和MS2線性導通，它們的源漏導通電阻RON可以表示為：

(1)

其中VGS是MOSFET柵源之間電壓差；VTH為MOSFET的閾值電壓；μn為電子遷移率；COX為單位面積柵氧化層電容；L和W為柵極的長和寬[3]。與電感電流IL相比，偏置電流I1要小的多，它流過開關管MN1的作用可以忽略，則圖中各個工作點電壓VSW、VA和VB分別為:

VSW=VIN-ILRON(MN1)

(2)

VA=VSW-6IREFRON(MS2)

(3)

VB=VIN-(6IREF+ISENSE)RON(MS1)

(4)

設計(W/L)MS1=(W/L)MS2。M14和M15構成共柵電流鏡且具有相同的下拉電流，因此它們的源端電壓相同，即VA等于VB。再結合式(1)～式(4)可得采樣電流ISENSE的表達式為：

(5)

由式(5)可知，合理設計MS1和MS2的寬長比，且在版圖中和MN1良好匹配，就可以實現(xiàn)電感電流的精確采樣。該方法避免了使用普通電阻采樣易受工藝模型和溫度等因素影響的缺點。

在DC-DC變換器工作的續(xù)流階段, 不需要對電感電流采樣。此時Q2為邏輯“1”， MN2導通；Q1為邏輯“0”， MN1、MS1和MS2截止，M9的源柵間壓差VGS9小于閾值電壓VTH，M9截止， ISENSE為零。

為了適應寬輸入電壓的應用，本電路采取了一系列的措施。M10～M13采用二極管接法并跨接在M14和M9的柵極之間，有效地鉗制了M9的源柵之間的電壓VGS9，保護了M9。M7和M8的柵極電壓為VC，鉗制了M7和M8的源極電壓，保證了M7和M8的漏源兩端承受通路中的大部分壓降，保護了通路中的普通CMOS器件。

3 仿真與測試結果

筆者提出的結構已經應用于一款電流模降壓型單片DC-DC中，芯片已經采用Candence和Hspice等軟件完成了電路設計，并進行了投片驗證。本文實現(xiàn)的DC-DC典型的輸出電壓為3.3 V，輸入電壓范圍為4.75 V～25 V，負載范圍為0 A～3 A。圖3為采樣電流隨電感電流和電源電壓變化的仿真波形。采樣電流隨著電感電流同步線性變化，實現(xiàn)了精確采樣。在電感電流為2A的情況下，當電源電壓分別為4.75 V、15 V和25 V時，采樣電流分別為5.931 μA、5.935 μA和5.937 μA，不同電源電壓下采樣電流的變化率約為0.1%。

圖4為PWM比較器的瞬態(tài)特性仿真曲線。VADD信號是采樣電流和斜坡電流流入電阻后產生的疊加電壓，它與誤差放大器EA的輸出VCOMP比較后，產生窄脈沖信號VPWM控制開關管在每個周期的動作。

由圖5可知，電源電壓為25 V、負載電流為3 A時，輸出電壓VOUT、電感電流IL和VSW波形穩(wěn)定。在忽略由于測試產生的干擾毛刺的前提下，測得輸出電壓的紋波小于10 mV。

圖6給出了電源電壓為25 V且負載電流發(fā)生階躍時芯片的測試波形。在負載電流由1 A階躍到2 A 和由2 A階躍到1 A的過程中，輸出電壓的幅度變化約為180 mV，響應時間小于200 μS。

仿真和測試結果表明，設計電路實現(xiàn)了電感電流的精確采樣，DC-DC變換器工作正常，輸出穩(wěn)定，紋波較小，且具有快速的瞬態(tài)響應能力。

4 結論

針對寬電壓大負載應用的PWM控制電流模DC-DC變換器，提出了一種電感電流采樣電路，并在0.35 μm BCD工藝上進行了投片驗證。該電路實現(xiàn)了電感電流的精確采樣，保證了DC-DC變換器在4.75 V～25 V輸入電壓和0 A～3 A負載條件下的正常工作。電路設計合理，對其它同類DC-DC的設計有一定的借鑒作用。

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Current-Sensing Circuit of DC-DC Converters Used Under Wide Voltage and Heavy Load

MAN Mao-li1a,2, TIAN Hui1b, KE Feng-qin1a, XU Hai-dong1a

(1.a.Department of Automotive Engineering;b.Department of Mechanical Engineering,Chengde Petroleum College, Chengde 067000, Hebei, China; 2.Instrument and Meter Engineering Technology Research Center in Hebei Province,Chengde 067000, Hebei, China)

A novel current-sensing circuit for current-mode DC-DC converters is presented. The inductor current of DC-DC converters used under wide voltage and heavy load is accurately sensed by the proposed circuit which combines the advantages of traditional current-sensing circuits and uses LDMOS properly. The proposed structure has been used in a buck DC-DC converter and it has been fabricated in a 0.35 μm BCD process. The performance is verified by simulation and test. With a 4.75～25 V supply voltage range and a 0～3 A load range, the DC-DC converter works steadily, and it also has a small ripple voltage and a good transient response.

DC-DC converters; current-sensing circuit; wide voltage; BCD process

承德市科學技術研究與發(fā)展計劃項目(車用電流模降壓型DC-DC變換器芯片的研究)：201601A087；承德市科學技術研究與發(fā)展計劃項目資助(高精度雙軸太陽自動跟蹤系統(tǒng)研究)：20157002

2016-09-01

曼茂立(1982-)，男，河北承德人，講師，碩士，主要研究方向為模擬集成電路設計，汽車電子技術，E-mail:manmaoli4213@126.com。

TN432

A

1008-9446(2017)02-0033-05