高精度石英加速度計(jì)采集電路設(shè)計(jì)

郝 鵬,張 偉,陳 銳

(1.西安飛行自動(dòng)控制研究所,西安 710065;2.中國(guó)人民解放軍駐航天210所軍事代表室,西安 710065)

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高精度石英加速度計(jì)采集電路設(shè)計(jì)

郝 鵬1*,張 偉2,陳 銳1

(1.西安飛行自動(dòng)控制研究所,西安 710065;2.中國(guó)人民解放軍駐航天210所軍事代表室,西安 710065)

從高精度捷聯(lián)慣導(dǎo)系統(tǒng)加速度計(jì)信號(hào)采集需求出發(fā),設(shè)計(jì)了一種高精度、低功耗、小型化的加速度計(jì)信號(hào)采集方案,采用數(shù)字補(bǔ)償方案對(duì)轉(zhuǎn)換電路的零位和標(biāo)度因數(shù)溫度系數(shù)進(jìn)行了補(bǔ)償校準(zhǔn),補(bǔ)償后其全溫指標(biāo)提高了一個(gè)數(shù)量級(jí)。經(jīng)實(shí)際電路測(cè)試驗(yàn)證,其在-55 ℃～+85 ℃溫度范圍內(nèi)的標(biāo)度因數(shù)全溫變化小于0.5 ppm/℃,全溫零位小于10 μg,標(biāo)度因數(shù)年重復(fù)性達(dá)到10 ppm,電路常溫功耗僅為1.8 W,測(cè)試結(jié)果表明該電路方案滿足高精度捷聯(lián)慣導(dǎo)系統(tǒng)應(yīng)用需求。

捷聯(lián)慣導(dǎo)系統(tǒng);加速度計(jì)信號(hào)采集;數(shù)字補(bǔ)償;標(biāo)度因數(shù)

高精度、長(zhǎng)航時(shí)、小型化、低功耗一直是捷聯(lián)慣導(dǎo)系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)[1],其對(duì)傳感器及其電子組件的綜合性能提出了更高的要求,而加速度計(jì)及其采集電路作為其關(guān)鍵組件直接影響慣導(dǎo)系統(tǒng)的精度性能[2]。石英撓性加速度計(jì)以其高精度、低功耗、良好的穩(wěn)定性和溫度特性,一直作為高精度捷聯(lián)慣導(dǎo)系統(tǒng)的加速度計(jì)敏感組件[3]。其輸出模擬電流敏感加速度計(jì)變化,后端采集電路主要完成加速度計(jì)輸出電流的數(shù)字轉(zhuǎn)換,并提供給計(jì)算機(jī)進(jìn)行慣性解算處理。

國(guó)外高精度石英撓性加速度計(jì)采集電路主要以Honeywell公司的電流/頻率轉(zhuǎn)換(I/F)方案和早期Litton公司的數(shù)字量化方案最具有代表性[4-6]。I/F轉(zhuǎn)換方案相比電壓/頻率轉(zhuǎn)換(V/F)方案、電壓/時(shí)間轉(zhuǎn)換(V/T)方案等少了前級(jí)電流/電壓轉(zhuǎn)換(I/V)誤差環(huán)節(jié),并具有零位小、電路簡(jiǎn)單、頻率輸出易于后端數(shù)字電路處理等優(yōu)點(diǎn),被廣泛應(yīng)用于高精度加速度計(jì)采集電路中[7-8]。但由于I/F轉(zhuǎn)換電路采用恒流源反饋,其電路功耗大,啟動(dòng)時(shí)間長(zhǎng),在高精度應(yīng)用場(chǎng)合需配溫控電路,因此無(wú)法滿足小體積、低功耗的捷聯(lián)慣導(dǎo)系統(tǒng)應(yīng)用需求。數(shù)字量化方案主要將加速度計(jì)輸入電流轉(zhuǎn)換為電壓量,通過(guò)對(duì)電壓量進(jìn)行積分、采樣以及數(shù)字濾波和解算處理實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換功能,該方案具有啟動(dòng)速度快、刻度系數(shù)大、電路集成度高等優(yōu)點(diǎn),雖增加了I/V轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié),但可通過(guò)數(shù)字濾波處理和數(shù)字補(bǔ)償方案提高電路零位和標(biāo)度因數(shù)的全溫性能指標(biāo),適合于對(duì)于精度、體積、功耗綜合要求高的應(yīng)用場(chǎng)合。

本文為實(shí)現(xiàn)高精度加速度計(jì)信號(hào)采集,同時(shí)解決低功耗、小型化等工程化應(yīng)用問(wèn)題,基于現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)+模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)構(gòu)建了積分測(cè)斜式的數(shù)字量化方案。

1 原理方案分析

本文針對(duì)某型捷聯(lián)慣導(dǎo)系統(tǒng)設(shè)計(jì)需求,其前端石英撓性加速度計(jì)標(biāo)度因數(shù)為(1.25±0.2)mA/g,量程±20gn,年重復(fù)性指標(biāo)為2×10-5gn,根據(jù)系統(tǒng)指標(biāo)分解要求采集電路的穩(wěn)定性和重復(fù)性達(dá)到10 ppm,分辨率優(yōu)于1 nA,零位全溫小于20 μg,標(biāo)度因數(shù)非線性和溫度系數(shù)全溫均小于50 ppm,電路功耗小于2 W。

綜合考慮設(shè)計(jì)需求,建立積分測(cè)斜式量化方案的數(shù)學(xué)模型,分析關(guān)鍵電路設(shè)計(jì)指標(biāo),電路方案數(shù)學(xué)模型見(jiàn)圖1所示。

圖1 電路方案數(shù)學(xué)模型

加速度計(jì)輸出電流經(jīng)過(guò)采樣網(wǎng)絡(luò)后進(jìn)入積分器,積分后輸出電壓V0,V0通過(guò)ADC的定時(shí)采樣得到Xn,由Xn+1-Xn可以計(jì)算出積分器電壓斜率,斜率正比于輸入的加速度計(jì)電流,從而可以計(jì)算出加速度計(jì)的輸出電流。當(dāng)積分器達(dá)到反饋門限電壓±Vmk時(shí)接入反向基準(zhǔn)電壓,保證積分器工作在最優(yōu)線性區(qū),避免積分器飽和,積分器輸出和采樣波形見(jiàn)圖2所示。

圖2 積分器輸出和采樣波形

采集電路采用積分測(cè)斜的數(shù)字量化方式,計(jì)算單位時(shí)間內(nèi)的積分增量,則:

積分過(guò)程的量化斜率輸出為(小于積分門限,反饋未接入):

(1)

反饋過(guò)程的量化輸出為(大于積分門限,反饋接入):

(2)式中:R1為采樣電阻,R2為積分器輸入電阻,Rf為基準(zhǔn)反饋電阻,C1為積分電容,ΔT為A/D采樣時(shí)間間隔,ΔTf為基準(zhǔn)反饋時(shí)間,Vmax為A/D轉(zhuǎn)換器的滿量程電壓,Kad為A/D轉(zhuǎn)換器的滿量程電壓對(duì)應(yīng)碼值,Kp為標(biāo)度因數(shù)歸一化系數(shù),Nfk為積分標(biāo)定反饋量。

由圖1原理簡(jiǎn)圖及式(1)、式(2)可知,數(shù)字量化器誤差源主要包括采樣電路誤差[9]、A/D轉(zhuǎn)換誤差、積分器誤差[10-11]、基準(zhǔn)反饋誤差。因此為滿足整體量化指標(biāo)需求,各子電路設(shè)計(jì)指標(biāo)應(yīng)滿足整體指標(biāo)1個(gè)數(shù)量級(jí)的設(shè)計(jì)余量。其中模擬電路和模擬器件的設(shè)計(jì)和選型決定整個(gè)方案的性能基礎(chǔ),電阻應(yīng)選取低溫漂、高穩(wěn)定性的合金箔電阻器,積分電容應(yīng)選取長(zhǎng)期穩(wěn)定性好、溫度系數(shù)小的有機(jī)電容器,積分器和基準(zhǔn)電路設(shè)計(jì)需兼顧電路直流特性指標(biāo)和交流特性指標(biāo)的綜合要求。數(shù)字電路部分主要為低功耗、小型化的設(shè)計(jì)核心,應(yīng)最大程度簡(jiǎn)化模擬電路設(shè)計(jì)復(fù)雜度,提高電路集成度。

2 電路方案設(shè)計(jì)

本文構(gòu)建了基于FPGA+ADC的積分測(cè)斜式的量化方案,其功能框圖如圖3所示。

輸入電流通過(guò)采樣網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換為輸入電壓,輸入電壓經(jīng)積分器輸入同步采樣ADC進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換,FPGA通過(guò)并行總線獲取ADC量化值并檢測(cè)積分門限,控制反向電壓基準(zhǔn)接入,避免積分器飽和,同時(shí)FPGA完成積分電壓信號(hào)的增量采樣,計(jì)算積分斜率從而獲得與加速度電流對(duì)應(yīng)的數(shù)字量,解算數(shù)字量通過(guò)RS422總線發(fā)送給導(dǎo)航計(jì)算機(jī)。外部電可擦除存儲(chǔ)器(E2PROM)存儲(chǔ)采集電路標(biāo)度因數(shù)溫度系數(shù)補(bǔ)償值,用于采集電路標(biāo)度因數(shù)溫度系數(shù)自補(bǔ)償,溫度傳感器用于采集電路的實(shí)時(shí)溫度獲取,加速度計(jì)溫度采集用于提供系統(tǒng)傳感器補(bǔ)償?shù)膶?shí)時(shí)溫度數(shù)據(jù)。

圖3 原理方案功能框圖

圖4 AD7606功能框圖

其中ADC芯片和FPGA為電路主要核心數(shù)字器件,其集成度和功耗直接決定整個(gè)采集電路能否滿足小型化低功耗設(shè)計(jì)需求。因此本設(shè)計(jì)中選用ActelProASIC3系列的A3P1000低功耗FPGA,其尺寸僅有13mm×13mm,100萬(wàn)門邏輯資源,片上自帶Flash非易式存儲(chǔ)器,單片可完成所有采集電路的控制、解算、補(bǔ)償,實(shí)際采集電路使用邏輯資源90%,而實(shí)測(cè)動(dòng)態(tài)功耗僅為0.2W。

ADC芯片選用ADI公司的8通道16位同步采樣ADC芯片AD7606[12],AD7606的功能框圖見(jiàn)圖4所示。該ADC芯片集成8路16位同步ADC,可滿足4路傳感器信號(hào)和4路溫度信號(hào)的采集量化,同步采樣可減低三路加速度計(jì)信號(hào)采集的通道延時(shí),同時(shí)AD7606內(nèi)部集成輸入緩沖器、嵌位保護(hù)電路、二階抗混疊模擬濾波器以及可與FPGA直接交聯(lián)的輸出驅(qū)動(dòng)接口,大大減少外圍電路器件數(shù)量,同時(shí)其動(dòng)態(tài)功耗小于0.15W,是理想的單片解決方案,采用該數(shù)字方案可在70mm×70mm電路板尺寸下實(shí)現(xiàn)完整采集電路功能。

3 補(bǔ)償方案設(shè)計(jì)

采集電路主要完成傳感器模擬電流信號(hào)的轉(zhuǎn)換,其電路靜態(tài)誤差模型與加速度計(jì)靜態(tài)模型相似[13],設(shè)輸入電流為變量x,輸出數(shù)字量為變量y,可得理想轉(zhuǎn)換式(3),考慮到電路誤差等影響因素,實(shí)際轉(zhuǎn)換結(jié)果見(jiàn)式(4)。

y=kx

(3)

y=k0+k1x+k2x2+…+kN-1xN-1+kNxN

(4)

而對(duì)于電路特性指標(biāo),一次項(xiàng)以上高階項(xiàng)可忽略,因此誤差源主要包括標(biāo)度因數(shù)k1以及實(shí)際轉(zhuǎn)換電路的偏值誤差k0。電路常溫指標(biāo)設(shè)計(jì)易于實(shí)現(xiàn),但由于器件本身溫度系數(shù)影響,全溫指標(biāo)難以滿足指標(biāo)需求,因此必須對(duì)其全溫誤差進(jìn)行補(bǔ)償,即全溫零位補(bǔ)償和標(biāo)度因數(shù)溫度系數(shù)補(bǔ)償。

本文采用四通道校零方案消除全溫零位偏差,其電路原理見(jiàn)圖3所示。三軸加速度計(jì)電流信號(hào)流入采集電路校零開(kāi)關(guān),通過(guò)控制校零開(kāi)關(guān)時(shí)序,在單位工作周期內(nèi)將三路加速度計(jì)輸入電流分別切換到AIN通道,同時(shí)本通道輸入斷開(kāi)用于測(cè)量通道零位,通過(guò)FPGA在每單位周期用測(cè)量值減去上一個(gè)周期的通道零位測(cè)量值以消除零位影響。

標(biāo)度因數(shù)隨溫度變化,傳統(tǒng)溫度補(bǔ)償采用分點(diǎn)定溫建模和二階或多階線性擬合的溫度補(bǔ)償方式[14]。雖電路實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單,但需多個(gè)定溫保溫過(guò)程,其建模測(cè)試時(shí)間長(zhǎng),且與系統(tǒng)實(shí)際變溫的使用情況相差較大,補(bǔ)償模型的魯棒性差,特別是對(duì)于高低溫下非線性趨勢(shì)加劇的補(bǔ)償對(duì)象,難以保證補(bǔ)償效果的一致性。因此本文采用標(biāo)度因數(shù)的查表補(bǔ)償法,首先對(duì)電路標(biāo)度因數(shù)進(jìn)行全溫下的慢變溫測(cè)試建模[15],為兼顧測(cè)試效率和補(bǔ)償效果選取1min1 ℃的升溫速率,分別施加正負(fù)激勵(lì)電流,實(shí)時(shí)采集-55 ℃～+85 ℃溫度變化范圍內(nèi)標(biāo)度因數(shù)輸出值,從-55 ℃開(kāi)始取每(5.0±0.5)℃間隔的測(cè)試數(shù)據(jù)平均值計(jì)算該溫度點(diǎn)的刻度系數(shù)補(bǔ)償值,全溫共29個(gè)補(bǔ)償點(diǎn)。并通過(guò)上位機(jī)串口加載參數(shù)存儲(chǔ)于電路的E2PROM中,FPGA通過(guò)溫度傳感器實(shí)時(shí)獲取溫度測(cè)量值,查表獲得E2PROM對(duì)應(yīng)溫度的標(biāo)度因數(shù)補(bǔ)償值進(jìn)行溫度補(bǔ)償,每5 ℃范圍內(nèi)采用兩點(diǎn)間線性擬合,其補(bǔ)償參數(shù)標(biāo)定和補(bǔ)償工作流程見(jiàn)圖5所示。溫度補(bǔ)償參數(shù)建模需結(jié)合系統(tǒng)使用環(huán)境考慮溫升速率的影響,補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)需折中考慮補(bǔ)償性能和動(dòng)態(tài)特性要求。

圖5 參數(shù)標(biāo)定和補(bǔ)償流程圖

4 試驗(yàn)結(jié)果

對(duì)采用該方案原理設(shè)計(jì)的采集電路進(jìn)行實(shí)際性能測(cè)試,按照使用要求取10s累加值作為單位測(cè)試數(shù)據(jù),全溫測(cè)量范圍為-55 ℃～+85 ℃,測(cè)試時(shí)采用高精度恒流源模擬加速度計(jì)輸入電流,同時(shí)將測(cè)試電路置于溫箱中,以準(zhǔn)確測(cè)量采集輸出隨溫度變化特性。

圖6 年重復(fù)性測(cè)試數(shù)據(jù)

4.1 穩(wěn)定性和重復(fù)性指標(biāo)

測(cè)量采集電路的年逐次啟動(dòng)重復(fù)性和啟動(dòng)時(shí)間,測(cè)量重復(fù)性時(shí)確保每次測(cè)量環(huán)境溫度在(30±5)℃,采集電路均采用冷啟動(dòng),即必須保證關(guān)電時(shí)間大于30min,以準(zhǔn)確檢測(cè)啟動(dòng)時(shí)間的重復(fù)性,每月測(cè)量一次,共測(cè)量8次,每次測(cè)量時(shí)間1h,輸入電流1.25mA,對(duì)應(yīng)輸出刻度系數(shù)為40 000LSBmA/s,X通路測(cè)試結(jié)果的數(shù)據(jù)擬合見(jiàn)圖6所示,其橫坐標(biāo)10s為1點(diǎn),縱坐標(biāo)為輸出數(shù)字量碼值大小。

由圖6測(cè)試結(jié)果,指標(biāo)計(jì)算從第2點(diǎn)即20s開(kāi)始計(jì)算,穩(wěn)定性指標(biāo)計(jì)算采用1h測(cè)量輸出1б標(biāo)準(zhǔn)偏差除以其平均值計(jì)算,重復(fù)性指標(biāo)計(jì)算采用多次測(cè)量輸出平均值的1б標(biāo)準(zhǔn)偏差除以多次測(cè)量平均值計(jì)算,Y、Z通道計(jì)算方法相同,可得其采集電路穩(wěn)定性指標(biāo)小于5ppm,年重復(fù)性指標(biāo)小于10ppm,已達(dá)到0.4nm/h高精度導(dǎo)航系統(tǒng)指標(biāo)要求,且啟動(dòng)時(shí)間小于20s,滿足系統(tǒng)快速對(duì)準(zhǔn)使用要求。

圖9 全溫標(biāo)度因數(shù)非線性

4.2 零位和標(biāo)度因數(shù)全溫指標(biāo)

將采集電路放于高低溫箱中,分別測(cè)量其零位全溫變化、標(biāo)度因數(shù)全溫變化以及全溫下的標(biāo)度因數(shù)非線性指標(biāo)。零位測(cè)量時(shí)斷開(kāi)輸入恒流源,標(biāo)度因數(shù)溫度系數(shù)測(cè)量時(shí)分別輸入±1.25mA電流,非線性測(cè)量時(shí)輸入電流序列,每單位測(cè)量點(diǎn)加激勵(lì)1min,輸入電流序列為:±0.1mA、±0.2mA、±0.3mA、±0.4mA、±0.5mA、±1.0mA、±2.0mA、±3.0mA、±4.0mA、±5.0mA、±6.0mA、±8.0mA、±10.0mA、±15.0mA、±20.0mA、±25.0mA。以X通道為例的數(shù)據(jù)測(cè)量結(jié)果分別如圖7～圖9所示。

圖7 全溫零位變化

圖8 標(biāo)度因數(shù)全溫變化(+1.25 mA)

由圖7～圖9測(cè)試結(jié)果,計(jì)算其相應(yīng)指標(biāo)值。零位全溫變化均小于5LSB/10s,由標(biāo)度因數(shù)設(shè)計(jì)值40 000LSBmA/s(1g輸入為1.25mA)可得對(duì)應(yīng)零位全溫變化均小于10μg,標(biāo)度因數(shù)溫度系數(shù)小于0.5ppm/℃,補(bǔ)償后的全溫變化對(duì)于系統(tǒng)級(jí)使用可忽略,電路可作為獨(dú)立可更換組件,無(wú)需系統(tǒng)級(jí)補(bǔ)償,簡(jiǎn)化系統(tǒng)應(yīng)用。標(biāo)度因數(shù)非線性按照標(biāo)準(zhǔn)偏差法計(jì)算對(duì)應(yīng)全量程輸入下的歸一化誤差,可得在高溫、低溫、常溫下其標(biāo)度因數(shù)非線性指標(biāo)均小于30ppm,滿足系統(tǒng)使用要求。

4.3 變溫速率對(duì)補(bǔ)償效果的影響

由圖7、圖8計(jì)算可得采用本文的補(bǔ)償方法可獲得理想的全溫特性指標(biāo),但由于實(shí)際系統(tǒng)的工作環(huán)境溫度變化速率不同,需評(píng)估補(bǔ)償方法對(duì)實(shí)際變溫速率變化的適應(yīng)性,以確定補(bǔ)償算法的魯棒性。這里根據(jù)實(shí)際系統(tǒng)使用環(huán)境要求,采集電路溫度補(bǔ)償建模采用1min1 ℃變溫模型。驗(yàn)證測(cè)試分別采用1min1 ℃、2 ℃、3 ℃和實(shí)際系統(tǒng)變溫曲線(1h15 ℃)4種溫度模型進(jìn)行驗(yàn)證,輸入電流1.25mA,測(cè)試數(shù)據(jù)的擬合曲線見(jiàn)圖10所示。由圖10可得在不同變溫速率下,采用該補(bǔ)償模型的補(bǔ)償結(jié)果均可達(dá)到0.5ppm/℃的標(biāo)度因數(shù)溫度系數(shù)指標(biāo)。

圖10 不同變溫速率的補(bǔ)償效果

5 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)的高精度石英加速度計(jì)信號(hào)采集電路,采用了數(shù)字解決方案實(shí)現(xiàn)了采集電路的集成化、低功耗、數(shù)字化設(shè)計(jì)。另外采用數(shù)字自補(bǔ)償方案將采集電路的零位和標(biāo)度因數(shù)全溫指標(biāo)提高了一個(gè)數(shù)量級(jí)。實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)表明該采集電路的啟動(dòng)時(shí)間小于20s,標(biāo)度因數(shù)重復(fù)性達(dá)到10ppm、標(biāo)度因數(shù)溫度系數(shù)小于0.5ppm/℃、零位全溫變化小于10μg,標(biāo)度因數(shù)非線性小于30ppm,帶寬大于1kHz,功耗僅為1.8W。該電路方案解決了傳統(tǒng)I/F方案功耗大、啟動(dòng)時(shí)間長(zhǎng)的問(wèn)題,同時(shí)彌補(bǔ)了V/F方案I/V轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)帶來(lái)的零位偏置和溫度系數(shù)大等問(wèn)題,其綜合性能滿足輕小型化高精度捷聯(lián)慣導(dǎo)系統(tǒng)和旋轉(zhuǎn)調(diào)制系統(tǒng)的工程化應(yīng)用要求。

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Design of High-Precision Quartz Accelerometer Signal Acquisition Circuit

HAO Peng1*,ZHANG Wei2,CHENRui1

(1.Flight Automatic Control Research Institute,Xi’an 710065,China;2.Military Representative Office in the 206 Research Institute of China Aerospace Science and Industry Corporation,Xi’an 710065,China)

Based on the accelerometer signal acquisition requirement of the high precision strapdown inertial navigation system,this thesis proposes a new design scheme,which has the advantages of high precision,low power consumption and miniaturization. Meanwhile,digital compensation method is used to improve the precision of zero bias and scale factor in full temperature range by one order. Test data shows that the temperature coefficient of the circuit scale factor is below 0.5 ppm/℃,zero bias is below 10 μg in -55 ℃～+85 ℃ temperature range,and the scale factor repeatability of a year is below 10 ppm,power consumption is 1.8 W. The test results indicate that the circuit scheme meets the requirement of SINS.

strapdown inertial navigation system;accelerometer signal acquisition;digital compensation;scale factor

郝 鵬(1986-),男,陜西西安人,中航工業(yè)西安飛行自動(dòng)控制研究所工程師,碩士,主要從事慣性傳感器信號(hào)采集電路的設(shè)計(jì)研究,haopengbestman@126.com;

張 偉(1980-),男,陜西西安人,中國(guó)人民解放軍駐航天210所軍事代表室工程師,碩士。專業(yè)方向?yàn)橛?jì)算機(jī)應(yīng)用與技術(shù);主要從事導(dǎo)航制導(dǎo)與控制;

陳 銳(1988-),男,陜西西安人,中航工業(yè)西安飛行自動(dòng)控制研究所工程師,碩士,主要從事慣性傳感器信號(hào)采集電路的設(shè)計(jì)研究。

2016-10-19 修改日期:2017-01-16

TH824.4

A

1004-1699(2017)05-0678-06

C:7230

10.3969/j.issn.1004-1699.2017.05.008