基于功率分配控制的多路輸出反激變換器*

程紅麗,吳軍營,郭媛媛

(1.西安科技大學(xué)通信與信息工程學(xué)院,西安 710054;2.新疆特變電工自控設(shè)備有限公司,新疆 昌吉 831000)

基于功率分配控制的多路輸出反激變換器*

程紅麗1,吳軍營2,郭媛媛1

(1.西安科技大學(xué)通信與信息工程學(xué)院,西安 710054;2.新疆特變電工自控設(shè)備有限公司,新疆 昌吉 831000)

CHENGHongli1,WUJunying2,GUOyuanyuan1

(1.College of Communication and Information Engineering,Xi’an University of Science and Technology,Xi’an 710054;2.Xinjiang TBEA Automatic Equipment Co. Ltd,Changji Xinjiang 831000,China)

為了改善多路輸出反激變換器交叉調(diào)整率,提出了一種基于功率分配的控制策略。利用ARM實時采樣各路輸出端的實時負載,結(jié)合各路期望輸出電壓計算期望輸出功率的總和,進一步計算高頻變壓器初級所需的實時輸入功率,獲得主開關(guān)和次級整流開關(guān)的導(dǎo)通比,使得每一路的輸出獲得期望的功率和穩(wěn)定的輸出電壓。實驗結(jié)果表明,利用基于功率分配的控制策略所設(shè)計的雙路輸出反激變換器獲得了小于1.6%的交叉調(diào)整率和小于2.2%的負載調(diào)整率以及小于0.7%的輸入電壓調(diào)整率。所設(shè)計的變換器不僅有效解決了交叉調(diào)整率的問題而且具有較好的負載調(diào)整率和輸入電壓調(diào)整率。

功率分配控制;交叉調(diào)整率;反激變換器;實時負載;多路輸出

在多數(shù)情況下多路輸出的反激變換器只對主路輸出進行反饋控制使得主路在輸入電壓或負載變化時都能有穩(wěn)定的輸出,而輔路保持開環(huán)。主路的反饋調(diào)節(jié)會直接影響輔路輸出的電壓精度,具體表現(xiàn)為當主輸出滿載或重載,輔助輸出輕載時,輔助輸出電壓將升高;而當主輸出輕載,輔助輸出滿載或重載時,輔助輸出電壓將降低,這就是多路輸出反激變換器交叉調(diào)整率,它使得電源的穩(wěn)定性變差[1-4]。

一直以來,如何改善交叉調(diào)整率是人們研究的熱點問題,取得了較多的成果[5-6]。目前,主要采取的方法有加權(quán)控制[7]、磁放大技術(shù)[8]、變壓器的設(shè)計[9]等,都在一定程度上取得了效果;但是,這些方法不能減小誤差的總量,而是進行了相對合理的分配。為了從根本上解決交叉調(diào)整率的問題,本文提出了一種基于功率分配控制的設(shè)計方法。

1 系統(tǒng)組成及控制策略

多路輸出反激變換器在傳統(tǒng)控制方式下,它的工作原理[10-12]和高頻變壓器的性能決定了每一路的輸出電壓的變化都會對其他路的輸出電壓產(chǎn)生影響,這種影響就是交叉調(diào)整[13],而且用已有的控制方式無法消除[14]。為此,設(shè)計了一種基于ARM控制智能型反激變換器。

1.1 系統(tǒng)組成

不失一般性,本次設(shè)計選取雙路輸出的反激變換器為設(shè)計原型。基于功率分配的雙路輸出反激變換器的主電路如圖1所示。圖1中,Us為輸入直流電源,Uo1、Uo2為兩路輸出直流電壓。

在圖1所示雙路輸出的反激變換器中,ARM通過對輸入電壓Us(t)、輸出電壓Uo1(t)和Uo2(t)及負載電流Io1(t)、Io2(t)進行實時采樣,獲得實時負載RL1(t)和RL2(t),結(jié)合期望輸出電壓,可以計算出每路的額定功率,從而推算出輸入功率,再根據(jù)功率分配原則進行計算,通過控制開關(guān)S1、S2、S3的導(dǎo)通時間,來滿足兩路對功率的需求。

圖1 基于功率分配控制的結(jié)構(gòu)原理圖

1.2 基于功率分配的控制策略

通過采樣每一路輸出電壓和電流獲得實時負載RL1(t)、RL2(t),再根據(jù)期望輸出電壓UE1、UE2,可以獲得每一路的期望輸出實時功率Po1(t)、Po2(t)為:

(1)

則期望實時輸出總功率Po(t)為:

po(t)=Po1(t)+Po2(t)

(2)

假設(shè)高頻變壓器、整流開關(guān)及吸收電路的轉(zhuǎn)換效率為η,則變壓器的實時輸入功率PI(t)需為:

pI(t)=Po(t)/η

(3)

所設(shè)計的反激變換器工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)下,根據(jù)DCM模式工作原理,在1個開關(guān)周期里,計算出高頻變壓器獲得的實時輸入功率為:

(4)

式中:L為高頻變壓器的初級電感值,US(t)為初級電感上所加的實時電壓,ts為主開關(guān)S1在1個開關(guān)周期里的導(dǎo)通時間,T為開關(guān)周期。

根據(jù)式(3)和式(4)可得到主開關(guān)S1在1個開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時間ts為:

(5)

同樣,可以計算出高頻變壓器次級的輸出功率分別為:

(6)

(7)

式(6)和式(7)中,Us1(t)、Us2(t)分別是變壓器的次級實時電壓,ts1、ts2為開關(guān)S2、S3在1個開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時間,L1、L2為次級電感的大小。

(8)

(9)

設(shè)計時確定了主開關(guān)周期T后就可以分別計算3個開關(guān)的導(dǎo)通占空比為D1=ts/T、D2=ts1/T及D3=ts2/T。從而可以3路開關(guān)導(dǎo)通占空比來控制輸入功率和每一路輸出功率的合理分配,使每路輸出都達到期望的電壓值。

2 系統(tǒng)的硬件與程序設(shè)計

在本設(shè)計中,高頻變壓器輸入電壓Us(t)為20 V～36 V的直流電源,雙路輸出電壓值分別是Uo1為3.3 V/0.5 A和Uo2為5.0 V/1 A,開關(guān)頻率為20 kHz。

2.1 系統(tǒng)硬件設(shè)計

根據(jù)開關(guān)頻率為20 kHz,查磁芯手冊選擇EC35磁芯可以輸出26 W功率,并查得其磁芯截面積為0.843 cm2。

在DCM模式下一次側(cè)電感可以表示為[15]:

(10)

式中:Rineq為變壓器輸入等效阻抗,Dmax是主開關(guān)最大占空比。

(11)

式中Usmin是輸入電壓最小值,PImax是變壓器輸入功率最大值。

設(shè)電源效率η為0.8,則PIn(max)=Po(max)/η=32 W,將Usmin=20 V,T=50 μs,Dmax=0.4代入式(1)和式(2)可得初級電感為L=126 μH。

經(jīng)過公式推導(dǎo)可知反激變換器初級匝數(shù)應(yīng)為:

(12)

式中:ΔBmax為最大交流磁感應(yīng)變化值,f為主開關(guān)工作頻率,Ae為磁芯截面積,代入相應(yīng)參數(shù)可以求得N1為24匝。再根據(jù)輸入輸出電壓比關(guān)系計算,得N2為6匝,而N3為9匝。

圖2 主程序流程圖

2.2 系統(tǒng)軟件設(shè)計

本設(shè)計選取STM32F103RCT6作為主控制芯片,集成了ADC、DMA、TIM、GPIO等豐富的外設(shè)功能。

配置好系統(tǒng)時鐘和各個外設(shè)后,主函數(shù)的程序流程如圖2所示。

實時采樣輸出兩路電壓Uo1(t),Uo2(t)和輸出電流Io1(t),Io2(t)以及輸入電壓Us(t),計算出輸出兩路實時負載以及期望輸出功率,然后利用制定策略計算出初級和兩路次級驅(qū)動PWM占空比并輸出。由于實際電路參數(shù)并不理想以及變壓器初級和次級漏感的存在,根據(jù)實驗進行了適當調(diào)節(jié),det為0.001。

3 系統(tǒng)實驗結(jié)果測試

根據(jù)硬件設(shè)計參數(shù)及編程,完成了雙路輸出反激變換器的焊接和程序下載,然后對其輸入電壓調(diào)整率、交叉調(diào)整率以及負載調(diào)整率進行測試,觀察提出控制策略的效果。

3.1 輸出電壓精度測試

在輸入電壓值為28 V時,測試兩路輸出電壓值在不同負載情況下的精度如表1所示。

表1 輸出電壓精度測試

由表1中測試數(shù)據(jù)可以計算得到兩路輸出電壓的精度均約為1.8%。

3.2 交叉調(diào)整率的測試

輸入電壓值為28 V,Uo1(t)的輸出負載不變,Uo2(t)的負載由5.1 Ω變到33 Ω,測試兩路輸出電壓值的變化情況如表2所示。

表2 Uo1受 Uo2的負載變化影響測試

由表2可以得到Uo1的交叉調(diào)整率為1.6%,同時Uo2的負載調(diào)整率為2.2%。

同樣,輸入電壓值為28 V,Uo2的輸出負載不變,Uo1的負載由5.1 Ω變到27 Ω,測試兩路輸出電壓值的變化情況如表3所示。

由表3可以得到Uo2的交叉調(diào)整率為1.5%,同時Uo1的負載調(diào)整率為1.8%。

表3 Uo2受Uo1的負載變化影響測試

3.3 輸入電壓調(diào)整率的測試

保持輸出端Uo1和Uo2的負載分別為10Ω和5.1Ω的情況下,改變輸入電壓Us從20V～36V之間變化,測試兩路輸出電壓值如表4所示。

表4 輸入電壓調(diào)整率測試

由表4數(shù)據(jù)可以計算出Uo1和Uo2的輸入電壓調(diào)整率分別為0.7%和0.6%。

圖4 開關(guān)S3的驅(qū)動波形和S1的漏極波形

3.4 開關(guān)波形測試

在輸入電壓為標稱值28V,Uo1和Uo2的負載分別為20Ω,和5.1Ω時,測得主開關(guān)管的漏極波形和兩路整流管的驅(qū)動波形如圖3和圖4所示。

圖3 開關(guān)S2的驅(qū)動波形和S1的漏極波形

如圖3和圖4所示,在t1時刻主開關(guān)管閉合,初級電感儲能,開關(guān)管漏極電壓近乎為零,t2時刻主開關(guān)管斷開輸出端的兩路整流管開始閉合,初級電感中的能量開始向次級釋放,t3時刻Uo2在1個開關(guān)周期內(nèi)的獲取功率足以維持其期望輸出電壓5.0 V,S3開關(guān)管關(guān)斷,此時S2仍然導(dǎo)通獲取功率,t4時刻Uo1在1個開關(guān)周期內(nèi)的獲取功率足以維持其期望輸出電壓3.3 V,S2關(guān)斷,在t4到t5期間,漏極電壓的平均值下降,直到等于輸入電壓。

測試結(jié)果可總結(jié)為:Uo1的交叉調(diào)整率為1.6%,輸入電壓調(diào)整率為0.7%;Uo2的交叉調(diào)整率為1.5%,輸入電壓調(diào)整率 0.6%。兩路輸出的電壓精度均小于2%,負載調(diào)整率均小于2.2%。

4 結(jié)論

實驗結(jié)果證明,基于功率分配控制方法的多路輸出反激變換器理論推導(dǎo)是正確的,設(shè)計方法是可行的。這種控制方法不僅克服了低電壓輸出的開關(guān)變換器的設(shè)計困難,而且實現(xiàn)了無需主輔路定義的多路輸出以及較好地解決了交叉調(diào)整率問題。在改變相應(yīng)硬件參數(shù)設(shè)計下,可以應(yīng)用在任意期望輸出電壓場合。

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Multi-Output Flyback Converter Based on the Way of Power Distribution Control*

In order to improve cross-regulation of multiple output flyback converter,a control strategy based on power distribution is proposed. Specifically,ARM collects the load of all outputs in real time,combines it with every desired output voltage to calculate the desired power of all outputs and input power of high-frequency transformer in real time,and to get conduction rate of the mine switch and secondary rectifier switch,to sure each output to obtain the desired power and stable output voltage. Experimental results show that the double-output flyback converter designed with power distribution control has get less than 1.6% cross-regulation,less than 2.2% load-regulation and less than 0.7% voltage-regulation. The converter designed not only has solved the problem of cross-regulation effectively,but also has higher load-regulation and voltage-regulation at the same time.

power distribution control;cross regulation;flyback converter;real-time load;multiple output

項目來源:國家自然科學(xué)基金項目(51277149)

2016-03-08 修改日期:2016-03-26

C:8350;1290B

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.02.041

TN86

A

1005-9490(2017)02-0471-05