反激微型逆變器的混合控制策略研究

，，

(三峽大學(xué) 電氣與新能源學(xué)院，湖北　宜昌　443002)

1　引言

光伏發(fā)電技術(shù)在現(xiàn)今得到了廣泛的應(yīng)用，其中光伏并網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)包括有集中式、組串式和微型逆變器(Micro-inverter)等。微型逆變器的概念是由Caltech′s Jet Propulsion Laboratorys在20世紀(jì)70年代提出[1]，它也被稱為交流模塊(AC Module)，相比傳統(tǒng)大型光伏逆變器，微型逆變器在單位功率成本上不具由優(yōu)勢，但它能解決組串式逆變器存在的安全隱患，降低功率損失，近幾年微型逆變器的應(yīng)用越來越廣泛。

反激變換器的微型逆變器拓?fù)鋄2]，前級實(shí)現(xiàn)直流升壓，將電流變?yōu)橹绷鞯恼也?，后級采用工頻極性轉(zhuǎn)化電路將直流正弦波電流轉(zhuǎn)換為交流正弦波電流注入電網(wǎng)，它擁有3種工作模式：連續(xù)電流模式(CCM)、斷續(xù)電流模式(DCM)和臨界電流斷續(xù)模式(BCM)。在CCM模式下，反激變換器具有類電壓源特性[3]，主電路必須采用軟開關(guān)等技術(shù)減小開關(guān)損耗，且控制復(fù)雜，系統(tǒng)不易穩(wěn)定，因此本文選擇另外兩種工作模式對反激逆變器進(jìn)行分析。

在DCM模式下，反激逆變器的控制較簡單，功率密度較低，但是在功率較小時能保持較高的效率，BCM模式具有較高的功率密度和功率轉(zhuǎn)換效率，但是其控制較復(fù)雜，輕載時損耗較大，其峰值電流也較大。為了提高逆變器效率和降低成本，文獻(xiàn)[4]提出在輕載時使逆變器工作于DCM模式，輸出功率較大時工作于BCM模式以達(dá)到降低開關(guān)損耗，提高功率密度的目的。文獻(xiàn)[5]提出利用交錯并聯(lián)技術(shù)，在電網(wǎng)相位角較低的時候逆變器工作于單個反激的BCM模式，在相位角較高的時候工作于交錯反激的BCM模式。文獻(xiàn)[6]提出在交錯并聯(lián)反激逆變器下，在電網(wǎng)相位角較低的時候逆變器工作于交錯反激DCM的模式，在相位角較高的時候工作于交錯反激的BCM模式。文獻(xiàn)[7]提出在交錯并聯(lián)反激逆變器下，設(shè)置3個區(qū)間分別工作于交錯反激的BCM模式、單個反激的BCM模式和單個反激的DCM模式。

本文提出一種逆變器工作在交錯并聯(lián)模式下的BCM/DCM混合控制策略，根據(jù)相位角的不同和輸出功率的不同選用不同的工作模式。

2　反激逆變器的模型分析

圖1和圖2為反激逆變器的主電路和簡化電路，反激逆變器工作在DCM和BCM模式都采用原邊峰值電流控制[8]，通過控制原邊電流可以實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流的正弦化和控制并網(wǎng)電流的大小。

圖1　反激逆變器主電路

圖2　反激逆變器的簡化電路

設(shè)iref為原邊電流參考值，假設(shè)在t時刻主開關(guān)管開通，原邊電流ip從零開始上升，到Ip時結(jié)束，導(dǎo)通時間為Ton，主開關(guān)管關(guān)斷后，副邊二極管電流開始下降，下降到0時的關(guān)斷時間為Toff，則求其導(dǎo)通時間和關(guān)斷時間有以下公式：

(1)

(2)

式中，Lm為變壓器勵磁電感；Vpv為反激逆變器輸入電壓；N為變壓器變比；Vg為電網(wǎng)電壓的有效值。

又因?yàn)樵呺娏鱅p直接受原邊電流參考值iref控制，可以令ip等于iref,Ip=iref(t)，此時副邊二極管平均電流：

(3)

要使并網(wǎng)電流為正弦且跟隨電網(wǎng)電壓的相位，假設(shè)并網(wǎng)電流有效值為Ig，則:

(4)

聯(lián)立式(3)和(4)得:

(5)

DCM模式下，開關(guān)管的周期和頻率是固定不變的，設(shè)定開關(guān)周期為TDCM,頻率為fDCM，則有:

(6)

BCM模式下，開關(guān)周期為:

TBCM=Ton+Toff

(7)

聯(lián)立式(1)、(2)、(5)、(6)、(7)，可以求得原邊峰值電流的基準(zhǔn):

(8)

式中Po=Ig·Vg，若參數(shù)Vpv，Vg，N，Lm和fDCM不變，iref的大小就只與Po有關(guān)，通過改變給定基準(zhǔn)值中Po的大小就可改變逆變器輸出功率。

首先向?qū)W生介紹教師基本信息，加強(qiáng)學(xué)生與教師之間的溝通，介紹本專業(yè)面向的就業(yè)方向及所從事的崗位，說明本課程主要服務(wù)的崗位情況及工作流程。解答學(xué)生的疑惑：我們要學(xué)什么？怎么學(xué)，怎么做？具體內(nèi)容?該如何應(yīng)用？告知課程的教學(xué)應(yīng)用軟件及具體工作流程，講解室內(nèi)效果圖發(fā)展史及應(yīng)用范圍，從而提高學(xué)生的學(xué)習(xí)興趣。為學(xué)生提供室內(nèi)效果圖的自主學(xué)習(xí)平臺，本課程的資源共享平臺、學(xué)習(xí)交流群、網(wǎng)絡(luò)課程及優(yōu)秀案例素材網(wǎng)站，展示優(yōu)秀學(xué)生的作品案例，介紹本課程校內(nèi)實(shí)驗(yàn)、實(shí)訓(xùn)條件，最后結(jié)合一個簡單的案例——Teapot茶壺造型演變，帶領(lǐng)學(xué)生了解三維工具的實(shí)用性，激發(fā)學(xué)生對后續(xù)課程知識的學(xué)習(xí)情趣。

3　反激逆變器BCM/DCM的混合控制策略

3.1　單路反激逆變器的混合控制策略

設(shè)計逆變器工作在BCM模式下的最大開關(guān)頻率為flimit，聯(lián)立式(1)、(2)、(7)、(8)，可以求得在BCM模式下開關(guān)管的頻率變化：

(9)

由式(9)可知在BCM模式下，半個工頻周期內(nèi)，當(dāng)電網(wǎng)相位角從向電網(wǎng)電壓過零點(diǎn)靠近時，開關(guān)頻率會不斷增大，以至于超過其最大開關(guān)頻率，輸出功率減小也會升高它的開關(guān)頻率，當(dāng)輸出功率減小到臨界值Plimit時，fBCM的最小值都會超過其設(shè)置的最大工作頻率，由式(9)可得臨界值：

(10)

反激逆變器在BCM模式下具有較高的功率密度和轉(zhuǎn)換效率，但是在輕載時損耗較大，且在半個工頻周期內(nèi)電網(wǎng)相位角θ增大或減小到一定程度時，開關(guān)頻率會不斷增大直到超過其極限頻率，加大了開關(guān)損耗，而DCM模式在輸出功率較小時也能保持較高的效率，且其開關(guān)頻率保持不變，為了綜合它們各自的優(yōu)點(diǎn)，設(shè)計以下混合控制策略，圖3為該控制策略的控制框圖。

(1) 當(dāng)Po>Plimit時，根據(jù)式(9)求得半個工頻周期內(nèi)fBCM=flimit時的相角為θA和θB(θA+θB=π,θA<θB),在相位角θA<θ<θB時，此時通過峰值電流irefBCM控制逆變器工作在BCM模式，提高了功率密度，相對于DCM模式減小了原邊峰值電流；在0<θ<θA和θA<θ<π時，逆變器工作在開關(guān)頻率為fDCM的DCM模式，降低了BCM模式在此相位區(qū)間下的開關(guān)損耗，此時原邊峰值電流的基準(zhǔn)參考為irefDCM。則在半個工頻周期內(nèi)的原邊峰值電流基準(zhǔn)參考為:

(11)

(2) 當(dāng)Po

(12)

圖3　單路反激逆變器混合控制策略

3.2　交錯并聯(lián)的反激逆變器混合控制策略

反激逆變器無論是工作在DCM還是BCM模式下，原邊電流峰值都會比較大，不利于逆變器功率等級的提升。使用交錯并聯(lián)技術(shù)可以有效減小電流的紋波和電流應(yīng)力，擴(kuò)大逆變器的功率容量。圖4為交錯并聯(lián)反激式逆變器的主電路，首先為了提高功率密度使逆變器工作在交錯并聯(lián)的BCM模式，假設(shè)理想情況兩個子電路完全相同，則每一路的峰值電流基準(zhǔn)公式在式(8)的基礎(chǔ)上將Po用Po/2代替即可。交錯并聯(lián)反激逆變器的電路如圖所示，其中開關(guān)管QM1開通信號由副邊電流控制[5]，而開關(guān)管QM2的開通受QM1影響，當(dāng)QM1關(guān)斷時，開通QM2。

圖4　交錯并聯(lián)反激逆變器主電路圖

若逆變器一直工作在交錯并聯(lián)BCM模式下，每一路支路的開關(guān)管頻率和使用單路反激BCM模式相比提高了一倍，使得在相位靠近電網(wǎng)電壓過零點(diǎn)時會有更大的開關(guān)損耗，于是在相位增大或減小到一定值時，選擇關(guān)掉交錯并聯(lián)的反激逆變器其中一路，使逆變器工作在單路反激的BCM模式，降低開關(guān)損耗。當(dāng)輸出功率一直減小時，交錯并聯(lián)BCM模式下的逆變器的開關(guān)頻率會更早達(dá)到極限頻率，則在此時可以選擇使逆變器工作在單路反激BCM模式。

因此本文提出一種交錯并聯(lián)的反激逆變器控制策略，根據(jù)輸出功率的不同和相位的不同而選擇不同的控制策略，達(dá)到提高功率密度且降低逆變器損耗的目的。同上一節(jié)控制策略中分析的方法一樣，根據(jù)逆變器工作在BCM模式的頻率變化與設(shè)置的最大工作頻率，求得轉(zhuǎn)換控制模式的臨界值。設(shè)有臨界輸出功率Plimit1和Plimit2，當(dāng)輸出功率大于Plimit1時，逆變器工作在交錯并聯(lián)BCM/單路BCM/單路DCM模式，當(dāng)輸出功率小于Plimit1大于Plimit2時，逆變器工作在單路BCM/單路DCM模式，當(dāng)輸出功率小于Plimit2時，逆變器只工作在單路的DCM模式。根據(jù)上節(jié)求式(10)中Plimit的方法，可求得：

(13)

(14)

開關(guān)管頻率的表達(dá)式為:

(15)

逆變器工作在交錯并聯(lián)BCM模式時，根據(jù)式(15)求得在半個工頻周期內(nèi)，當(dāng)fBCM1=flimit時相角為θA和θB(θA+θB=π,θA<θB)。則當(dāng)相角θ<θA和θ>θB時，關(guān)掉開關(guān)管QM2的支路，使逆變器工作在單路BCM模式，減小了逆變器損耗。此時關(guān)掉一條支路后QM1所在支路輸出了逆變器的全部輸出功率，基準(zhǔn)電流參考為:

(16)

同上述分析方法，半個工頻周期內(nèi)，逆變器工作在單路BCM模式時fBCM2=fBCM1/2，當(dāng)fBCM2=flimit時，相角為θC和θD(θC+θD=π,θC<θD)，當(dāng)相角θ<θC和θ>θD時，將逆變器從工作在單路BCM模式轉(zhuǎn)為單路DCM模式，可以減小其開關(guān)損耗。此時DCM模式下基準(zhǔn)電流參考為:

(17)

Po大于Plimit1時，在半個工頻周期內(nèi)原邊峰值電流基準(zhǔn)參考為：

(18)

綜上所述，當(dāng)輸出功率Po大于Plimit1時，相位角在區(qū)域(θA,θB)內(nèi)逆變器工作在交錯并聯(lián)的BCM模式，相位角在區(qū)域(θC,θA)和(θB,θD)內(nèi)逆變器工作在單路的BCM模式，相位角在區(qū)域(0,θC)和(θD,π)內(nèi)逆變器工作在單路的DCM模式。當(dāng)輸出功率Po小于Plimit1時，逆變器只有一條支路工作，該支路的控制策略與上一節(jié)相同。圖(5)為交錯反激逆變器工作于不同功率下對應(yīng)的原邊峰值電流的基準(zhǔn)參考曲線。

圖5　不同輸出功率下原邊峰值電流的基準(zhǔn)參考曲線

4　仿真驗(yàn)證

通過matlab建立仿真模型，設(shè)置逆變器工作在DCM模式時開關(guān)頻率為200kHz，工作在BCM模式時最大開關(guān)頻率為400kHz，輸入電壓為35V，最大輸出功率為200W，輸出電壓為220V，電網(wǎng)頻率為50Hz,變壓器變比為1∶6。

圖6所示為逆變器工作在輸出頻率為150W時，采用單路反激逆變器時原邊電流波形，可以看出原邊電流有很大的電流峰值，圖7為逆變器工作在交錯并聯(lián)反激逆變器模式時輸出功率大于Plimit1時的電流波形，在輸出功率為200W的時候原邊電流峰值相對于單路反激逆變器有明顯的降低，圖8和圖9為輸出功率大于Plimit2小于Plimit1時和小于Plimit2時的電流波形。通過并網(wǎng)電流仿真圖看到在逆變器在各個模式之間切換時，對并網(wǎng)電流的影響很小。通過仿真驗(yàn)證了本文提出的混合控制策略的可行性。

圖6　150W單路反激逆變器原邊電流

圖7　單路反激逆變器輸出功率大于Plimit1

圖8　單路反激逆變器輸出功率小于Plimit1，大于Plimit2

圖9　單路反激逆變器輸出功率小于Plimit2

5　結(jié)論

提出的一種基于交錯并聯(lián)反激微型逆變器的混合控制策略，通過理論分析和仿真表明：

(1)交錯并聯(lián)的反激逆變器相比于單路的反激逆變器相比，能有效減小開關(guān)管電流應(yīng)力。

(2)當(dāng)交錯并聯(lián)反擊逆變器在輸出功率減小到一定值時，可以選擇關(guān)掉其中一路支路，使其工作在單路的反激BCM/DCM混合控制模式，當(dāng)輸出功率繼續(xù)減小時，可以使其工作在單路的反擊DCM模式。通過不同的功率與相位選擇使用不同工作模式，讓逆變器獲得更高的功率密度同時能夠減小開關(guān)損耗。

(3)不同工作模式之間的切換對并網(wǎng)電流幾乎沒有影響，并網(wǎng)電流正弦度較好，能夠?qū)崿F(xiàn)單位功率的并網(wǎng)。

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