微波大功率變脈沖放大器的研制

田 超，張健霖，陳衛(wèi)東，王東進(jìn)

(中國科學(xué)技術(shù)大學(xué) 中國科學(xué)院電磁空間信息重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 合肥 230027)

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微波大功率變脈沖放大器的研制

田 超，張健霖，陳衛(wèi)東，王東進(jìn)

(中國科學(xué)技術(shù)大學(xué) 中國科學(xué)院電磁空間信息重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 合肥 230027)

針對基于懸浮平臺微波凝視關(guān)聯(lián)成像系統(tǒng)對變脈沖寬度和大峰值功率的需求，研制了一款X波段變脈沖固態(tài)功率放大器。描述該放大器組件中高速漏極調(diào)制及保護(hù)電路和射頻開關(guān)的實(shí)現(xiàn)方案，分析大功率高速漏極調(diào)制電路輸出電壓脈沖的影響因素，優(yōu)化調(diào)制電路的負(fù)載設(shè)計(jì)，并解決功放輸出射頻脈沖的包絡(luò)凹陷問題。經(jīng)試驗(yàn)驗(yàn)證：研制的功率放大器具有散熱性好，穩(wěn)定工作時(shí)間長，最窄脈寬20 ns，上升下降沿均小于3 ns，峰值功率大于40 W的射頻脈沖輸出等特點(diǎn)；其漏極調(diào)制電路輸出24 V電壓脈沖，上升沿小于20 ns，下降沿約60 ns。

變脈沖功率放大器；高速漏極調(diào)制；射頻開關(guān)；功率合成

0 引 言

微波凝視關(guān)聯(lián)成像[1-3]是指利用位于靜止平臺的雷達(dá)對固定區(qū)域進(jìn)行成像，通過構(gòu)造時(shí)空兩維隨機(jī)輻射場，繼而獲得更多的對觀測區(qū)域目標(biāo)信息的觀測樣本，聯(lián)合接收回波與演算所得的輻射場做關(guān)聯(lián)處理，實(shí)現(xiàn)波束內(nèi)的目標(biāo)分辨。微波凝視關(guān)聯(lián)成像可以實(shí)現(xiàn)對特定區(qū)域的連續(xù)凝視觀測和成像，在戰(zhàn)場監(jiān)視、災(zāi)情檢測、軍事預(yù)警等諸多領(lǐng)域?qū)l(fā)揮重要作用。

基于懸浮平臺的微波凝視關(guān)聯(lián)成像是微波凝視關(guān)聯(lián)成像技術(shù)的典型應(yīng)用場景，由于高空風(fēng)速是地面風(fēng)速的幾倍，懸浮平臺穩(wěn)定時(shí)間有限。成像過程中為了獲取足夠的觀測樣本，同時(shí)，保證平臺不能有較大的位移和旋轉(zhuǎn)，可以采用窄脈沖、短周期的工作方式。窄脈沖的工作方式還能實(shí)現(xiàn)復(fù)雜目標(biāo)場景的分條帶成像，減小系統(tǒng)運(yùn)算的負(fù)荷，提高成像速度。此外，為了提高接收信號的信噪比，確保成像質(zhì)量，要求發(fā)射機(jī)有較大的輸出功率。因此，大功率窄脈沖放大器對基于懸浮平臺的凝視關(guān)聯(lián)成像系統(tǒng)非常關(guān)鍵。

本文研究設(shè)計(jì)微波大功率變脈沖放大器，保證系統(tǒng)在惡劣情況下的最窄輸出脈沖需求，也可在良好環(huán)境下增長信號脈寬，提高了系統(tǒng)的靈活性與適應(yīng)性。

1 微波變脈沖功率放大器設(shè)計(jì)

1.1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

依據(jù)基于懸浮平臺微波凝視關(guān)聯(lián)成像系統(tǒng)的計(jì)算分析結(jié)果，微波大功率變脈沖放大器指標(biāo)要求如表1所示。

表1 放大器指標(biāo)要求

本文脈寬20 ns、峰值功率大于40 W高質(zhì)量射頻脈沖對電路的響應(yīng)速度有較高要求，是設(shè)計(jì)的一個難點(diǎn)。

X波段40 W變脈沖功率放大器的系統(tǒng)設(shè)計(jì)[4-5]如圖1所示。組件主要分為射頻開關(guān)和微波放大鏈路兩個部分，前者產(chǎn)生射頻脈沖，后者保證系統(tǒng)輸出的峰值功率。選用的末級脈沖放大芯片輸出功率可達(dá)48 dBm，小信號增益13 dB?？紤]到成本和禁運(yùn)的因素，選用驅(qū)動放大器芯片輸出功率32 dBm，小信號增益大于17 dB，需四路進(jìn)行功率合成推動末級功放。所有的放大器芯片設(shè)計(jì)在同一塊印制電路板上，使用微帶連接，減小了轉(zhuǎn)接頭的插損，并防止其將功率反射對前級電路帶來不良影響。

圖1 X波段40 W窄脈沖功率放大器組件系統(tǒng)設(shè)計(jì)

機(jī)械結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)方面，射頻腔體被分割為多個小空間，將各射頻模塊之間用金屬壁隔離開來，防止敏感高頻電路之間相互干擾。射頻腔體的底板設(shè)計(jì)為散熱片形式，其良好的散熱性能保證了放大器芯片的工作性能。在熱量分布較小的區(qū)域設(shè)計(jì)腔體放置低頻電路板，將28 V直流電壓轉(zhuǎn)換為各模塊需要的電壓值，對輸入的LVTTL脈沖控制信號進(jìn)行處理，完成脈沖調(diào)制和各放大芯片上下電保護(hù)。

放大器采用漏極調(diào)制方式[6]，射頻開關(guān)的控制脈沖信號LVTTL-a與放大鏈路的控制脈沖信號LVTTL-b的時(shí)序關(guān)系如圖2所示[7]，保證了功放漏極電壓脈沖與微波信號嵌套同步。改變LVTTL-a信號脈寬可實(shí)現(xiàn)放大器的輸出脈沖寬度可調(diào)，與此同時(shí)需要調(diào)節(jié)LVTTL-b信號來改變漏極電壓脈寬，大功率的高速漏極調(diào)制電路及其輸出電壓脈沖波形的優(yōu)化設(shè)計(jì)是本文的另一難點(diǎn)。

圖2 射頻開關(guān)與微波放大鏈的控制信號時(shí)序關(guān)系

1.2 高速漏極調(diào)制及保護(hù)電路設(shè)計(jì)

高速漏極調(diào)制及保護(hù)電路輸出上升下降沿陡峭的漏極電壓脈沖，實(shí)現(xiàn)漏極電流的迅速開通與關(guān)斷，大大減小了組件功耗，提高了效率，降低了功放散熱的需求。此外，該電路需保證功放安全工作，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本文設(shè)計(jì)高速漏極調(diào)制電路需要輸出24 V電壓脈沖，能迅速開通與關(guān)斷大于6 A的工作電流。

1)高速漏極調(diào)制及保護(hù)電路設(shè)計(jì)

為了使功放安全工作，必須保證先加負(fù)電、后加正電的加電順序及先下正電、后斷負(fù)電的下電順序。本文設(shè)計(jì)的高速漏極調(diào)制及保護(hù)電路原理圖如圖3所示，光耦實(shí)現(xiàn)了將負(fù)柵壓轉(zhuǎn)換為VCC1的輸出，當(dāng)負(fù)電穩(wěn)定且LVTTL-b輸入高電平時(shí)，與門芯片輸出高電平超出驅(qū)動NMOS管的門限電壓，其漏極和源極導(dǎo)通，R4兩端壓差增大，使得開關(guān)PMOS管的源極和柵極之間的壓差增大而導(dǎo)通，輸出端有漏極電壓輸出；當(dāng)負(fù)柵壓不存在或者LVTTL-b輸入為低時(shí)，輸出端沒有電壓輸出。此外，LVTTL-b輸入端加下拉電阻R5，保證該輸入懸空時(shí)與門1端口輸入為低，無漏極電壓輸出，增加了功放使用的安全性。

圖3 高速脈沖調(diào)制及保護(hù)電路原理圖

為了提高電路的響應(yīng)速度，選擇高速的驅(qū)動NMOS管和開關(guān)PMOS管。PMOS管的柵極和N型襯底之間形成電容，容值為C0，PMOS管導(dǎo)通建立導(dǎo)電溝道的過程中，經(jīng)R3對柵極充入負(fù)電荷，等效RC電路的時(shí)間常數(shù)τ=C0R3，R3越小充電時(shí)間越短，因此R3的取值對輸出脈沖電壓的上升沿有很大影響；PMOS管截止時(shí)，導(dǎo)電溝道消失，柵極通過R4放電，R4越小放電速度越快，對輸出脈沖電壓的下降沿有很大影響。選擇小阻值的R3與R4可減小漏極脈沖電壓的上升與下降時(shí)間，但會導(dǎo)致組件功耗增加，PMOS管導(dǎo)通期間源極電壓下降加劇，且對電阻的耐受功率及散熱提出更高的要求。因此，R3與R4阻值的選取需綜合以上因素。此外，C1選用X7R陶瓷電容，保證PMOS管導(dǎo)通時(shí)的放電速率，減小漏極電壓脈沖上升沿的寬度；C2和C3為大容量的存儲電容，維持PMOS管導(dǎo)通放電時(shí)的漏極電壓值基本不變。

2)高速漏極調(diào)制電路輸出電壓脈沖優(yōu)化設(shè)計(jì)

脈沖調(diào)制電路輸出電壓脈沖應(yīng)具有快速的上升沿和下降沿，并保持脈沖內(nèi)電壓平穩(wěn)，否則影響功放的工作狀態(tài)。PMOS開關(guān)管輸出端的負(fù)載電路設(shè)計(jì)對電壓脈沖有重要影響，圖4給出了一種負(fù)載電路不合理設(shè)計(jì)情況下功放工作時(shí)PMOS管輸出的漏極電壓波形，脈沖前沿(A段)出現(xiàn)過沖振蕩現(xiàn)象，而脈沖后沿(D段)下降緩慢。

圖4 PMOS開關(guān)輸出端負(fù)載電路不合理時(shí)的漏極電壓脈沖

當(dāng)PMOS管導(dǎo)通時(shí)，功放漏極供電的簡化模型如圖5所示，其中，La為PMOS管輸出端至負(fù)載間導(dǎo)線的等效電感，C為負(fù)載端并聯(lián)電容(為放大芯片漏極端退耦電容)，R為負(fù)載的等效電阻，U0為負(fù)載工作的建議漏極電壓，u為負(fù)載兩端電壓。

圖5 PMOS管導(dǎo)通時(shí)的等效電路模型

根據(jù)以上電路圖建立方程

(1)

u=U0+eαt(a1cosβt+a2sinβt)

(2)

u=U0+a3ek1t+a4ek2t

(3)

當(dāng)PMOS管截止時(shí)，建立輸出電路的模型，如圖6所示。其中，Lb為負(fù)載并聯(lián)電容與負(fù)載間導(dǎo)線的等效電感，u為負(fù)載端的電壓波形。

圖6 開關(guān)斷開后輸出電路的模型

根據(jù)圖6電路模型建立如下方程

(4)

(1)當(dāng)CR2>4Lb時(shí)

式(4)解形式為

(5)

(2)當(dāng)CR2<4Lb時(shí)

(6)

1.3 變脈沖放大器設(shè)計(jì)

本文對微波大功率變脈沖放大器進(jìn)行研究設(shè)計(jì)，窄脈沖實(shí)現(xiàn)是本文的一個難點(diǎn)。射頻脈沖由前端射頻開關(guān)產(chǎn)生，微波放大鏈路的主要功能是將脈沖信號放大，實(shí)現(xiàn)大功率變脈沖輸出，放大的過程中需要保持信號脈沖包絡(luò)的形狀。

1)射頻開關(guān)設(shè)計(jì)

功放輸入小功率的連續(xù)波信號，經(jīng)射頻開關(guān)后得到最窄寬度20 ns的脈沖調(diào)制信號。因此，射頻開關(guān)是產(chǎn)生變脈沖的關(guān)鍵。設(shè)計(jì)射頻開關(guān)結(jié)構(gòu)如圖7所示。

圖7 射頻開關(guān)原理結(jié)構(gòu)

射頻開關(guān)包括開關(guān)、高通濾波、開關(guān)驅(qū)動電路和驅(qū)動電路電源四部分。使用開關(guān)芯片為GaAs單刀雙擲開關(guān)，需要兩個高低電平互補(bǔ)的-5 V(高)和0 V(低)邏輯電平控制，其插入損耗典型值是1.9 dB，隔離度典型值是38 dB，上升/下降時(shí)間trise/tfall典型值小于3 ns。

為了增加射頻開關(guān)關(guān)斷時(shí)的隔離度，提高輸出脈沖信號的信噪比，將兩個開關(guān)芯片級聯(lián)；射頻開關(guān)設(shè)計(jì)成吸收式，避免了開關(guān)關(guān)斷時(shí)射頻輸入信號的反射影響前級電路的工作性能。高通濾波能夠有效濾除射頻開關(guān)輸出脈沖的低頻分量，提高脈沖的質(zhì)量，本文使用的濾波器通帶為7.9 GHz～11.0 GHz，濾波前后的脈沖波形分別如圖8a)和圖8b)所示。

圖8 濾波前后的波形對比

2)變脈沖微波放大鏈設(shè)計(jì)

變脈沖微波放大鏈應(yīng)具有足夠快的響應(yīng)速度，保持脈沖信號功率放大前后包絡(luò)形狀的一致。

目前多數(shù)大功率脈沖放大器芯片具有大的信號驅(qū)動電流和小靜態(tài)電流，本文使用的末級脈沖放大芯片的靜態(tài)漏極電流IDQ=2.4 A，但信號驅(qū)動漏極電流ID_Drive=6.36 A。因此，射頻脈沖輸入功放時(shí)，漏極電流會迅速增加，但電流變化率有限，2.4 A～6.36 A需要一定的時(shí)間，這段時(shí)間內(nèi)提供給放大器芯片的直流功率不足，導(dǎo)致功放輸出射頻脈沖的包絡(luò)凹陷，如圖9所示。此外，放大器漏極電流變化的過程中，電路中的等效電感和電容及負(fù)載組成的回路振蕩起來，漏極端電壓出現(xiàn)波動，電流穩(wěn)定后電壓波形恢復(fù)穩(wěn)定，此現(xiàn)象如圖4中的B段(對應(yīng)射頻脈沖上升沿)和C段(對應(yīng)射頻脈沖下降沿)所示。

圖9 功放輸出脈沖包絡(luò)凹陷現(xiàn)象

為了克服功放輸出脈沖包絡(luò)凹陷及輸入射頻脈沖時(shí)漏極電壓波動問題，首先，在不損壞放大器芯片的前提下，減小負(fù)柵壓絕對值，增大靜態(tài)漏極電流IDQ，縮小信號驅(qū)動電流與靜態(tài)電流之間的差值(ID_Drive-IDQ)，可大大減小射頻脈沖輸入時(shí)放大器芯片漏極電流穩(wěn)定所需時(shí)間，并且減緩漏極電壓波形的波動；其次，將PMOS開關(guān)管緊鄰放大器芯片漏極管腳，設(shè)計(jì)時(shí)將末級功放芯片漏極管腳與PMOS開關(guān)管分置腔底兩側(cè)，使用銅柱穿過腔底連接，減小開關(guān)管至放大器漏極之間導(dǎo)線的等效電感，有效提高了射頻脈沖輸入時(shí)放大器漏極電流的變化速率，對射頻脈沖包絡(luò)凹陷和漏極電壓波動問題進(jìn)一步改善；最后，選用的末級放大器芯片輸出的最大功率達(dá)48 dBm，而46 dBm功率即可滿足系統(tǒng)的需求，降額使用可減小信號驅(qū)動電流ID_Drive，對脈沖包絡(luò)凹陷問題也有所改善。

2 功放組件的測試

2.1 功放組件實(shí)物

所研制的變脈沖功率放大器實(shí)物如圖10所示，各射頻模塊使用金屬壁隔離，為改善性能可在腔壁貼吸波材料[8]。

圖10 功放組件實(shí)物圖

2.2 功放組件測試

變脈沖功率放大器的測試方案如圖11所示。依據(jù)圖11的測試方案搭建測試平臺，信號源輸出9 GHz～10 GHz頻率范圍內(nèi)的連續(xù)波信號，測得如下結(jié)果：(1)末級功放的漏極電壓脈沖(即高速漏極調(diào)制電路輸出電壓脈沖)如圖12所示，其上升沿小于20 ns，下降沿約60 ns；(2)變脈沖功率放大器輸出的20 ns射頻脈沖(已衰減)如圖13所示，其上升下降沿均小于3 ns；(3)使用功率計(jì)測量功放輸出脈沖信號的平均功率，根據(jù)占空比求得變脈沖功率放大器的峰值功率，如圖14所示。在功放的工作頻帶內(nèi)，輸出峰值功率大于40 W(46 dBm)，測試結(jié)果完全滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)。

圖11 功率放大器峰值功率及輸出脈沖測試方案

圖12 末級放大器漏極電壓脈沖測量

圖13 20 ns射頻脈沖輸出

圖14 變脈沖功率放大器的峰值功率

4 結(jié)束語

本文研制了X波段40 W變脈沖功率放大器，輸出射頻脈沖最小脈寬20 ns。功率放大器主要包括射頻開關(guān)和微波放大鏈路兩個部分，射頻開關(guān)部分采用兩級開關(guān)芯片級聯(lián)，具有較高的隔離度，其輸出脈沖上升下降沿均小于3 ns；微波放大鏈?zhǔn)褂盟穆?2 dBm放大芯片功率合成的方式推動末級48 dBm放大器，保持了脈沖信號功率放大前后包絡(luò)形狀的一致；高速漏極調(diào)制及保護(hù)電路保證了功放使用的安全性，其輸出漏極24 V脈沖電壓上升沿小于20 ns，下降沿約60 ns。經(jīng)測試，該放大器的各項(xiàng)指標(biāo)均滿足系統(tǒng)要求。目前，該組件已應(yīng)用于基于系留氣球懸浮平臺的凝視關(guān)聯(lián)成像實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，工作穩(wěn)定，性能良好。

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田 超 男，1989年生，博士研究生。研究方向?yàn)槔走_(dá)成像、射頻電路設(shè)計(jì)。

張健霖 男，1991年生，博士研究生。研究方向?yàn)槔走_(dá)成像、雷達(dá)信號處理。

陳衛(wèi)東 男，1968年生，教授。研究方向?yàn)槔走_(dá)信號處理、微波毫米波技術(shù)。

王東進(jìn) 男，1955年生，教授。研究方向?yàn)槲⒉ㄅc毫米波技術(shù)及其在精確制導(dǎo)、通信系統(tǒng)、雷達(dá)系統(tǒng)等領(lǐng)域中的應(yīng)用。

A Study and Design of Microwave High Power Amplifier with Variable Pulse Width

TIAN Chao，ZHANG Jianlin，CHEN Weidong，WANG Dongjin

(Key Laboratory of Electromagnetic Space Information of CAS, USTC, Hefei 230027, China)

With the demand of variable pulse width and high peak power by the microwave staring correlated imaging system of suspended platform, an X-band variable pulse width solid-state power amplifier is designed in this paper. The implementation schemes of the high-speed drain modulation, protection circuit and the radio frequency (RF) switch are described. Then the factors affecting the voltage pulse of the high power and high-speed drain modulation circuit are analyzed and the load of the drain modulation circuit is optimized. In addition, solutions are put forward for the problem that the envelope of the output RF pulse of the amplifier sags. Experiments demonstrate that the developed power amplifier can work stably for a long time and the most narrow output pulse width is 20 ns with more than 40 W peak power, and less than 3 ns rising and falling time. The rising time of the 24 V voltage pulse of the drain modulation circuit is less than 20 ns, and the falling edge is about 60 ns.

variable pulse width power amplifier; high speed drain modulation; radio frequency switch; power combination

10.16592/ j.cnki.1004-7859.2016.12.016

國家863計(jì)劃資助課題(2013AA122903)

田超 Email：chaolms@mail.ustc.edu.cn

2016-09-12

2016-11-15

TN957

A

1004-7859(2016)12-0078-05