聯(lián)合DOA估計(jì)與主波束形成的干擾抑制方法

劉海濤, 劉亞洲, 張學(xué)軍

(1. 中國民航大學(xué) 天津市智能信號(hào)與圖像處理重點(diǎn)試驗(yàn)室, 天津 300300； 2. 北京航空航天大學(xué) 電子信息工程學(xué)院, 北京 100191)

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聯(lián)合DOA估計(jì)與主波束形成的干擾抑制方法

劉海濤1, 劉亞洲1, 張學(xué)軍2

(1. 中國民航大學(xué) 天津市智能信號(hào)與圖像處理重點(diǎn)試驗(yàn)室, 天津 300300； 2. 北京航空航天大學(xué) 電子信息工程學(xué)院, 北京 100191)

為克服測(cè)距儀(DME)發(fā)射的高強(qiáng)度脈沖信號(hào)干擾L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1(L-DACS1)OFDM接收機(jī)的問題，提出聯(lián)合DOA估計(jì)與主波束形成的干擾抑制方法. 首先接收機(jī)通過波達(dá)方向矩陣算法估計(jì)接收信號(hào)來向；然后基于信號(hào)來向通過線性約束最小方差波束形成算法提取各個(gè)方向信號(hào)；隨后通過頻域功率與時(shí)域功率比較算法分辨各來向信號(hào)的類型；最后輸出OFDM直射徑信號(hào). 仿真結(jié)果表明：該方法可顯著克服DME與OFDM散射徑信號(hào)干擾，提高L-DACS1系統(tǒng)鏈路傳輸?shù)目煽啃?

正交頻分復(fù)用; 測(cè)距儀脈沖干擾; 均勻圓陣; 波達(dá)方向估計(jì); 線性約束最小方差

L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1(L-DACS1)是民航未來沿陸地航路部署的空-地蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)，主要為陸地航路、終端區(qū)及機(jī)場(chǎng)的航空器提供空中交通管制、航空公司運(yùn)營管理數(shù)據(jù)通信服務(wù)，是民航未來航空移動(dòng)通信系統(tǒng)的主要技術(shù)手段之一[1]. 依據(jù)國際民航組織的規(guī)劃，L-DACS1系統(tǒng)將以內(nèi)嵌的方式部署在L頻段測(cè)距儀(DME)的波道間，占用傳輸帶寬500KHz[2-3]. 由于DME與OFDM信號(hào)頻譜存在部分交疊，且DME系統(tǒng)發(fā)射功率較高，不可避免產(chǎn)生DME信號(hào)干擾L-DACS1系統(tǒng)OFDM接收機(jī)的問題[4-5]，因此開展OFDM接收機(jī)DME干擾抑制的研究具有重要意義.

目前，L-DACS1系統(tǒng)DME干擾抑制的研究主要集中在單天線干擾消除及陣列天線干擾抑制兩個(gè)方面. 在單天線干擾消除方面，文獻(xiàn)[6-7]利用DME干擾信號(hào)在時(shí)域呈現(xiàn)脈沖干擾的特點(diǎn)，提出脈沖熄滅干擾抑制法，該方法主要缺點(diǎn)：在時(shí)變信道環(huán)境下，脈沖熄滅門限的精確設(shè)置非常困難. 為解決脈沖熄滅導(dǎo)致OFDM信號(hào)產(chǎn)生子載波間干擾(ICI)的問題，文獻(xiàn)[8-10]提出脈沖熄滅ICI干擾補(bǔ)償方法，該方法主要缺點(diǎn)：ICI干擾補(bǔ)償法要求精確知曉各個(gè)子信道的衰落信息，而在干擾環(huán)境下OFDM接收機(jī)各個(gè)子信道衰落信息的精確獲得本身就非常困難. 在陣列天線在航空移動(dòng)通信應(yīng)用方面，文獻(xiàn)[11]提出在無人機(jī)平臺(tái)中搭載移動(dòng)基站為偏遠(yuǎn)地區(qū)提供移動(dòng)通信服務(wù)的構(gòu)想，文獻(xiàn)[12-14]構(gòu)建了機(jī)載實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)驗(yàn)證了在無人機(jī)平臺(tái)使用陣列天線進(jìn)行大容量空-地?cái)?shù)據(jù)通信的可行性. 另外，在基于陣列天線的L-DACS1系統(tǒng)OFDM接收機(jī)DME干擾抑制方面，文獻(xiàn)[15]提出利用正交投影算法消除高強(qiáng)度DME干擾，然后采用盲波束形成方法提取OFDM直射徑信號(hào)的方法，該方法存在不足：當(dāng)測(cè)距儀干擾較小時(shí)，正交投影干擾抑制性能較差. 在正交投影消除脈沖干擾方法基礎(chǔ)上,文獻(xiàn)[16]進(jìn)一步提出利用CLEAN算法估計(jì)OFDM直射徑信號(hào)來向的方法，并通過常規(guī)波束形成算法提取OFDM直射徑信號(hào)，該方法主要不足：當(dāng)接收OFDM信號(hào)功率較低且數(shù)據(jù)快拍較少時(shí)，提出方法的DOA估計(jì)性能較差.

針對(duì)高強(qiáng)度測(cè)距儀信號(hào)干擾L-DACS1系統(tǒng)OFDM接收機(jī)的問題，本文提出聯(lián)合DOA估計(jì)與主波束形成的干擾抑制方法. 首先接收機(jī)利用DME與OFDM信號(hào)空域來向的差異，通過波達(dá)方向矩陣法獲取各來向信號(hào)的DOA；然后利用各個(gè)來向信號(hào)的DOA信息通過線性約束最小方差(LCMV)波束形成算法確定各來向信號(hào)波束形成的權(quán)值，并利用波束形成權(quán)值對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行波束形成以分離出各個(gè)來向信號(hào)；最后利用OFDM與DME信號(hào)時(shí)頻特征的差異，通過頻域功率與時(shí)域功率比較算法獲得OFDM直射徑信號(hào). 仿真結(jié)果顯示：提出的方法可有效抑制DME及OFDM散射徑信號(hào)干擾，提高鏈路傳輸?shù)目煽啃?

1 系統(tǒng)模型

1.1 聯(lián)合DOA估計(jì)與主波束形成的OFDM接收機(jī) 圖1為聯(lián)合DOA估計(jì)與主波束形成的OFDM接收機(jī)原理框圖. 接收機(jī)均勻圓陣輸出信號(hào)通過A/D轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號(hào)，數(shù)字基帶信號(hào)通過波達(dá)方向估計(jì)器估計(jì)各個(gè)來向信號(hào)的DOA信息. 隨后陣列接收信號(hào)及DOA信息同時(shí)送入主波束形成器，主波束形成器通過線性約束最小方差算法(LCMV)計(jì)算各來向信號(hào)的波束形成權(quán)值，然后通過波束形成提取各個(gè)來向信號(hào). 提取的各個(gè)來向信號(hào)同時(shí)送入信號(hào)分類器，在信號(hào)分類器中通過頻域功率與時(shí)域功率比較算法分辨DME及OFDM信號(hào)，并輸出OFDM直射徑信號(hào). 信號(hào)分類器輸出的OFDM直射徑信號(hào)經(jīng)多普勒頻偏估計(jì)與補(bǔ)償后移除循環(huán)前綴(CP)，送入FFT轉(zhuǎn)換器變換為頻域信號(hào). 頻域信號(hào)經(jīng)頻域下采樣后送入信道估計(jì)及均衡器完成信道均衡，均衡器輸出信號(hào)經(jīng)解調(diào)器、解交織器后送入信道譯碼器恢復(fù)出原始發(fā)送比特序列估值.

圖1 聯(lián)合DOA估計(jì)與主波束形成的OFDM接收機(jī)原理

1.2 DOA估計(jì)算法

為解決相干信號(hào)環(huán)境下均勻圓陣二維DOA估計(jì)問題，采用文獻(xiàn)[17]提出的波達(dá)方向矩陣法解決相干信源的二維DOA估計(jì)問題. 接收機(jī)使用上下平行雙均勻圓陣(如圖2所示)，上下間隔d=λ/2，上下子陣的陣元位置一一對(duì)應(yīng)，每個(gè)子陣的陣元數(shù)均為M，圓半徑均為R，信號(hào)波長為λ.

m=0,1,…,M-1.

圖2 雙均勻圓陣結(jié)構(gòu)圖

式中: si(t)代表陣列天線接收的第i個(gè)信號(hào)源，{θi,φi}代表第i個(gè)信號(hào)源的方位角和俯仰角，n1m(t)代表信道輸入的窄帶高斯白噪聲，I代表陣列接收信號(hào)源總數(shù). 類似的，子陣2上坐標(biāo)為(xm,ym,-d)的陣元輸出信號(hào)為

利用文獻(xiàn)[17]的DOA方法計(jì)算信號(hào)俯仰角和方向角得

式中：R代表按照文獻(xiàn)[17]中方法構(gòu)造的空域平滑波達(dá)方向矩陣，ηi和εi分別代表R的特征值和對(duì)應(yīng)特征矢量，εi(j)代表εi中的第j個(gè)元素，Arg(·)代表幅角主值運(yùn)算.

1.3 主波束形成算法

圖3 主波束形成器

其中，I代表陣列天線接收OFDM信號(hào)及測(cè)距儀信號(hào)源總數(shù)，wi代表第i個(gè)來向信號(hào)波束形成權(quán)值[19]：

1.4 信號(hào)分類算法

圖4給出接收機(jī)信號(hào)分類器的原理框圖. 信號(hào)分類器由頻域功率比較器和時(shí)域功率比較器兩個(gè)單元組成. 其中，頻域功率比較器用于分辨DME與OFDM信號(hào)，時(shí)域功率比較器用于分辨OFDM直射徑與散射徑信號(hào).

圖4 信號(hào)分類器

1.2.1 頻域功率比較器

根據(jù)OFDM及DME信號(hào)的頻域特征[4]，OFDM信號(hào)的能量主要集中于[-250 kHz～+250 kHz]，測(cè)距儀信號(hào)的能量主要位于±250 kHz處,因此可通過比較接收信號(hào)在頻域±250 kHz及直流子信道附近平均功率的方法來分辨接收信號(hào)的類型.

(1)

(2)

(3)

1.4.2 時(shí)域功率比較器

如果待檢測(cè)信號(hào)被判定為OFDM信號(hào)，則還需要進(jìn)一步判定待檢測(cè)信號(hào)是OFDM直射徑還是散射徑信號(hào). 由于航空移動(dòng)信道呈現(xiàn)為賴斯信道[18]，信道的賴斯因子取值為15～20 dB，因此OFDM直射徑信號(hào)功率遠(yuǎn)高于散射徑，可直接通過比較各個(gè)OFDM信號(hào)的功率來分辨OFDM直射徑.

2 數(shù)值仿真及分析

2.1 仿真環(huán)境設(shè)置

為驗(yàn)證聯(lián)合DOA估計(jì)與主波束形成干擾抑制方法的正確性，按照L-DACS1系統(tǒng)技術(shù)規(guī)范[3]設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)L-DACS1系統(tǒng)陣列天線干擾抑制仿真系統(tǒng)，仿真參數(shù)如表1所示.

表1 L-DACS1系統(tǒng)仿真環(huán)境

2.2 DOA估計(jì)性能

圖5 給出不同信源的DOA估計(jì)性能，橫坐標(biāo)代表方位角(度)，縱坐標(biāo)代表俯仰角(度). 仿真實(shí)驗(yàn)中，OFDM直射徑來向(60°,50°)，散射徑來向(140°, 40°)，信噪比SNR=10 dB；DME信號(hào)1來向(100°, 10°)，信干比SIR=-3 dB，載波偏置+500 KHz；DME信號(hào)2來向(200°, 30°)，信干比SIR=-10 dB，載波偏置-500 KHz. 由圖5可觀測(cè)到：1) OFDM直射徑與DME信號(hào)來向的估計(jì)值與預(yù)設(shè)值完全一致；2) OFDM散射徑來向的估計(jì)值與預(yù)設(shè)值存在微小的偏差. 圖5 DOA估計(jì)性能(SNR=10 dB，SIR= -3/-10 dB，賴斯因子=10 dB，200次仿真實(shí)驗(yàn))

Fig.5 DOA estimation (SNR=10 db,SIR=-3/10 dB,rice factor= 10 dB,simulations for 200 times)

圖6給出不同信源DOA估計(jì)的根均方誤差曲線，橫坐標(biāo)代表信噪比(dB)，縱坐標(biāo)代表根均方誤差值(度). 根均方誤差值定義為

圖6 DOA估計(jì)根均方誤差曲線(賴斯因子=10 dB)

Fig.6 Root mean square error curve of DOA estimation(Rice factor=10 dB)

2.3 LCMV波束形成性能

圖7和圖8分別給出LCMV算法波束圖，圖7橫坐標(biāo)代表方位角，圖8橫坐標(biāo)代表俯仰角，兩圖縱坐標(biāo)均代表歸一化波束增益(dB). 由圖7與圖8可觀測(cè)到：陣列天線的波束在干擾信號(hào)1來向(100°, 10°)、干擾信號(hào)2來向(200°, 30°)及OFDM散射徑來向(140°, 40°)形成零陷，零陷衰減達(dá)-300 dB，表明了提出方法可有效抑制DME及OFDM散射徑信號(hào)的干擾.

圖7 LCMV算法在方位角上的波束圖(SNR=10 dB, SIR=-3 dB/-10 dB,200次蒙特卡羅實(shí)驗(yàn))

Fig.7 LCMV beamforming on azimuth angle(SNR=10 dB,SIR=-3 dB/-10 dB for Montacarlo test for 200 times)

圖8 LCMV算法在俯仰角上的波束圖(SNR=10 dB, SIR=-3 dB/-10 dB,200次蒙特卡羅實(shí)驗(yàn))

Fig.8 LCMV beamforming on pitch angle(SNR=10 dB,SIR=-3 dB/-10 dB.Montacarlo test for 200 times)

圖9給出波束形成性能隨DOA估計(jì)誤差變化曲線，橫坐標(biāo)代表DOA估計(jì)誤差(方向角誤差+俯仰角誤差)，縱坐標(biāo)代表波束形成輸出信號(hào)(OFDM直射徑信號(hào))信噪比. 由圖9觀測(cè)到：1)輸出信噪比隨DOA估計(jì)誤差的增大可逐漸降低；2)理想DOA時(shí)，波束形成輸出信噪比為1 dB，對(duì)輸入信噪比提升約5 dB.

圖9 DOA估計(jì)偏差對(duì)波束形成性能影響曲線(輸入信噪比為-4 dB)

Fig.9 Beamforming performance based on the DOA estimation deviation (input SNR =-4 dB)

2.4 信號(hào)分類器差錯(cuò)性能

圖10給出信號(hào)分類器判定差錯(cuò)概率的性能曲線，橫坐標(biāo)代表信噪比，縱坐標(biāo)代表信號(hào)分類器判定OFDM直射徑、OFDM散射徑及DME信號(hào)出現(xiàn)錯(cuò)誤的概率. 由圖10觀測(cè)到：判定差錯(cuò)概率隨輸入信噪比的增加而快速降低，當(dāng)輸入信噪比為6 dB時(shí)，判定出現(xiàn)差錯(cuò)的概率為1.0×10-4. 考慮到典型情況下OFDM接收機(jī)輸入信噪比高于6 dB，因此提出的信號(hào)分類器能夠準(zhǔn)確分辨OFDM直射徑、OFDM散射徑及DME信號(hào).

圖10 信號(hào)分類器差錯(cuò)概率性能(OFDM直射徑信號(hào)、散射徑信號(hào)、單個(gè)DME信號(hào)、信干比=-10 dB)

Fig.10 Error probability performance of signal classification

2.5 系統(tǒng)比特差錯(cuò)性能

圖11給出OFDM接收機(jī)比特差錯(cuò)性能曲線，橫坐標(biāo)代表信噪比(dB)，縱坐標(biāo)代表比特差錯(cuò)概率. 圖11共包含4曲線：標(biāo)有“◆”的曲線代表無干擾信號(hào)時(shí)系統(tǒng)比特差錯(cuò)性能；標(biāo)有“■”的曲線代表存在一個(gè)干擾信號(hào)時(shí)系統(tǒng)比特差錯(cuò)性能；“●”的曲線代表存在兩個(gè)干擾信號(hào)時(shí)系統(tǒng)比特差錯(cuò)性能；標(biāo)有“▼”的曲線代表按照文獻(xiàn)[15]方法仿真得到的比特差錯(cuò)性能. 曲線比較表明：所提方法可完全克服DME干擾信號(hào)對(duì)OFDM接收機(jī)鏈路傳輸?shù)挠绊?，且性能?yōu)于文獻(xiàn)[15]提出的方法.

圖11 L-DACS1系統(tǒng)比特差錯(cuò)性能

3 結(jié) 語

針對(duì)高強(qiáng)度測(cè)距儀脈沖信號(hào)干擾L-DACS1系統(tǒng)OFDM接收機(jī)問題，提出聯(lián)合DOA估計(jì)與主波束形成的干擾抑制方法. 該方法首先利用DME與OFDM信號(hào)空域來向的差異，通過線性約束最小方差波束形成算法分離各個(gè)信號(hào)，隨后借助OFDM與DME信號(hào)的時(shí)頻特征的差異，分辨并輸出OFDM直射徑信號(hào). 仿真研究表明：提出的方法可有效克服DME信號(hào)及OFDM散射徑的干擾，提高接收機(jī)鏈路傳輸?shù)目煽啃?

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(編輯 王小唯 苗秀芝)

Interference mitigation method based on joint DOA estimation and main beam forming

LIU Haitao1, LIU Yazhou1, ZHANG Xuejun2

(1.Tianjin Key Lab for Advanced Signal Processing, Civil Aviation University of China, Tianjin 300300, China;2. College of Electronic and Information Engineering, Beihang University, Beijing 100191, China)

To mitigate the deleterious influence of Distance Measure Equipment (DME) interference on Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) receiver of L-band Digital Aeronautical Communications System1(L-DACS1) operating as an inlay system, a new interference suppression method is proposed based on joint DOA estimation and main beamforming. Firstly, DOA matrix algorithm is used to estimate the DOA of the received signals. Secondly, with the DOA information, Linearly Constrained Minimum Variance(LCMV) beamforming algorithm is utilized to extract the signals in all directions. Finally, frequency-domain power comparison and time-domain power comparison method is proposed to distinguish the received signals and output the direct line-of-sight(LOS) path OFDM signal. Computer simulation results indicate that the proposed method can effectively overcome DME impulse interference and OFDM scattering signal and improve the reliability of the L-DACS1 system.

orthogonal frequency division multiplexing; distance measure equipment pulse interference; uniform circular array; DOA estimation; linearly constrained minimum varianc

10.11918/j.issn.0367-6234.2016.11.016

2015-04-01

國家自然科學(xué)基金(U1233117, 61271404)

劉海濤(1966—)，男，教授，碩士生導(dǎo)師; 張學(xué)軍(1971—)，男，教授，博士生導(dǎo)師

劉海濤，htliu@cauc.edu.cn

TN929.5

A

0367-6234(2016)11-0103-06