一種等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)設(shè)計(jì)

徐 偉，張 明

(中國(guó)人民解放軍工程兵學(xué)院 工程裝備管理與保障系， 江蘇 徐州 221004)

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一種等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)設(shè)計(jì)

徐 偉，張 明

(中國(guó)人民解放軍工程兵學(xué)院 工程裝備管理與保障系， 江蘇 徐州 221004)

無載波沖激體制的探地雷達(dá)具有脈沖波形產(chǎn)生簡(jiǎn)單、測(cè)量速度快、不存在頻域旁瓣干擾等特點(diǎn)，目前的商用探地雷達(dá)大多采用這種體制。但是現(xiàn)有的探地雷達(dá)系統(tǒng)普遍存在接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍較小的問題，限制了其在深層探測(cè)領(lǐng)域的應(yīng)用。針對(duì)沖激體制探地雷達(dá)的大動(dòng)態(tài)范圍接收機(jī)技術(shù)進(jìn)行深入研究，提出了適用于等效采樣電路的時(shí)變?cè)鲆鎰?dòng)態(tài)范圍壓縮技術(shù)，設(shè)計(jì)的動(dòng)態(tài)壓縮電路可以有效地對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行20 dB的動(dòng)態(tài)范圍壓縮，并且研制出了性能優(yōu)越的等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)。

探地雷達(dá)；接收機(jī)；動(dòng)態(tài)范圍；時(shí)變?cè)鲆?/p>

0 引 言

沖激體制探地雷達(dá)的回波信號(hào)隨著土壤深度的增加而急劇衰減，由于直耦波的存在，探地雷達(dá)接收機(jī)接收到的回波信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍非常大[1-2]。因此，對(duì)于探地雷達(dá)接收機(jī)而言，大動(dòng)態(tài)范圍設(shè)計(jì)是非常重要的。除了增大采樣門本身的動(dòng)態(tài)范圍外，還可以在接收機(jī)前端對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行動(dòng)態(tài)范圍壓縮來提高整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍，從而增加探地雷達(dá)系統(tǒng)的探測(cè)深度。壓縮信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍的方法有很多種，雷達(dá)系統(tǒng)里常用的方法有：時(shí)變?cè)鲆婵刂?TGC)、自動(dòng)增益控制(AGC)、對(duì)數(shù)放大器等[3-4]，但是它們用于探地雷達(dá)回波信號(hào)的動(dòng)態(tài)壓縮存在一些局限性，下面做簡(jiǎn)略的介紹和分析。

TGC可以使接收機(jī)的靈敏度隨時(shí)間而變化，從而擴(kuò)大了接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍，但是TGC會(huì)導(dǎo)致信號(hào)幅度在壓縮時(shí)畸變，對(duì)靈敏度的影響較大，而且會(huì)產(chǎn)生互調(diào)失真，引入調(diào)制噪聲。AGC是一種增益反饋技術(shù)，大多使用穩(wěn)定的閉環(huán)結(jié)構(gòu)，但對(duì)輸入信號(hào)需要一定的建立時(shí)間，反應(yīng)不夠迅速[5]，在一定的條件下還會(huì)產(chǎn)生自激振蕩[6]，而且AGC 適用于處理連續(xù)信號(hào)，對(duì)于具有高度隨機(jī)性和時(shí)間很短的脈沖信號(hào)而言，AGC 系統(tǒng)的使用受到限制。對(duì)數(shù)放大器在輸入信號(hào)弱時(shí)，是線性放大器；在輸入信號(hào)強(qiáng)時(shí)，實(shí)質(zhì)是輸出與輸入呈對(duì)數(shù)關(guān)系的對(duì)數(shù)變換器，屬于對(duì)動(dòng)態(tài)范圍的非線性壓縮[7]。其輸出信號(hào)會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重畸變，不利于后端信號(hào)的處理[8]，在要求高精度的雷達(dá)接收系統(tǒng)中不適用。

以上這些壓縮信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍的方法一般用在對(duì)空雷達(dá)中，不適用于探地雷達(dá)[9]，主要是因?yàn)閷?duì)空雷達(dá)的回波信號(hào)一般在數(shù)秒之上，而探地雷達(dá)的有效回波信號(hào)一般集中在幾百納秒之內(nèi)，在這么短的時(shí)間內(nèi)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行動(dòng)態(tài)范圍壓縮難度較大。結(jié)合以上傳統(tǒng)對(duì)空雷達(dá)增益控制的方法和探地雷達(dá)回波信號(hào)的等效采樣方式[10]的特點(diǎn)，本文提出了等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)的設(shè)計(jì)方案。

1 等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)設(shè)計(jì)

探地雷達(dá)的回波信號(hào)可以采用等效采樣的方法進(jìn)行采樣，因?yàn)榻邮詹ㄐ尉哂锌芍貜?fù)性，可以在每個(gè)等效采樣周期內(nèi)改變所有接收信號(hào)的增益，這樣接收信號(hào)中的大信號(hào)放大倍數(shù)小，小信號(hào)放大倍數(shù)大，從而壓縮了接收信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍，起到了增大整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍的效果。如圖1所示，觸發(fā)信號(hào)(周期為T)控制采樣脈沖在每個(gè)周期想定時(shí)刻(每個(gè)周期遞增t)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行采樣，由于采樣脈沖是周期性遞增的，相鄰周期(周期為T)間遞增t，而在每個(gè)周期內(nèi)增益的幅值會(huì)根據(jù)接收信號(hào)的特點(diǎn)進(jìn)行設(shè)定，使采樣時(shí)刻的小信號(hào)增強(qiáng)、大信號(hào)抑制，這樣采樣出的信號(hào)就是T，2T+t，3T+2t，4T+3t，5T+4t，6T+5t，…時(shí)刻不同增益的接收信號(hào)，而接收信號(hào)是周期可重復(fù)的，相當(dāng)于采樣出了0，t，2t，3t，4t，5t，…時(shí)刻的接收信號(hào)，這樣可以使接收機(jī)一直保持最大的靈敏度，不用擔(dān)心過飽和情況的出現(xiàn)。本文稱這樣的采樣技術(shù)為等效時(shí)變?cè)鲆娌蓸蛹夹g(shù)。

圖1 等效時(shí)變?cè)鲆娌蓸邮疽鈭D

圖 2為基于壓控增益放大器(VGA)設(shè)計(jì)的等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)系統(tǒng)框圖。系統(tǒng)的增益在每次等效采樣的間隔都可以通過改變VGA 的控制電壓進(jìn)行修改，從而達(dá)到等效時(shí)變?cè)鲆娴男Ч?/p>

圖2 等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)系統(tǒng)框圖

2 等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)實(shí)現(xiàn)

在采樣保持模塊性能一定的情況下，探地雷達(dá)接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍主要由VGA 模塊決定。VGA 模塊的選擇主要考慮以下三點(diǎn)：

(1)探測(cè)頻率：探地雷達(dá)的探測(cè)深度與脈沖源的工作頻率相關(guān)，脈沖源的發(fā)射頻率越高，探地雷達(dá)的探測(cè)深度越淺[1-2]。一般用于深層探測(cè)的探地雷達(dá)發(fā)射信號(hào)的中心頻率在400 MHz 以下[1]，也就是發(fā)射信號(hào)的最高頻率約為800 MHz。

(2)采樣保持模塊：本實(shí)驗(yàn)的探地雷達(dá)采用的是Linear 公司的LTC2259-16 模數(shù)轉(zhuǎn)化器作為系統(tǒng)的采樣保持模塊，它的輸入帶寬為800 MHz[11]，所以選擇的VGA 模塊帶寬要大于等于800 MHz。

(3)抗飽和能力：由于采取了等效時(shí)變?cè)鲆娌蓸拥姆椒?，在每次等效采樣的時(shí)刻都會(huì)將接收信號(hào)全部放大一定的增益，這樣難免會(huì)使大信號(hào)飽和，進(jìn)而影響放大器的性能，所以要選擇抗飽和能力強(qiáng)的VGA；而且由于探地雷達(dá)回波信號(hào)的特殊性，地面直耦波比較強(qiáng)，或者說接收信號(hào)開始的一段信號(hào)是無用的應(yīng)該盡量抑制，所以應(yīng)該選擇帶負(fù)增益的VGA。

最終選擇了Linear 公司的LTC6412，該器件擁有800 MHz帶寬，專門為從1 MHz～500 MHz 工作而優(yōu)化，提供-14 dB～+17 dB 連續(xù)增益調(diào)節(jié)。該器件的增益用正或負(fù)斜率的控制電壓控制。采用正增益斜率模式時(shí)，增益控制斜率在140 MHz 時(shí)約為32 dB/V，控制范圍為0.1 V ～1.1 V[12]，如圖3 所示，+VG代表了正增益控制，-VG代表了負(fù)增益控制。而整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)的主控選擇了STM32F103，該芯片內(nèi)部集成了數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換模塊(DAC)，通過電阻分壓可以使DAC的輸出范圍控制在0.1 V～1.1 V，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出信號(hào)增益的控制。

圖3 壓控增益放大器增益與控制電壓的關(guān)系

同時(shí)，該器件的抗飽和能力比較強(qiáng)，非常適合用于等效采樣的增益控制中，該器件的抗飽和特性如圖4 所示。0 ～80 ns時(shí)，控制電壓為1 V，電路輸出達(dá)到飽和；80 ns～400 ns時(shí)，控制電壓為0.5 V；在100 ns 時(shí)電路就恢復(fù)了正常增益狀態(tài)，只有20 ns 的飽和過渡時(shí)間，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖4 LTC6412的抗飽和特性

使用Altium Designer 10 對(duì)設(shè)計(jì)方案進(jìn)行原理圖及印制電路板版圖設(shè)計(jì)，圖5 為等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)實(shí)物圖。

3 等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)性能測(cè)試與分析

3.1 標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)測(cè)試

測(cè)試采用Agilent公司的信號(hào)發(fā)生器MXG N5181A產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)的100 MHz、700 mVpp的正弦波并接到壓控增益控制電路的信號(hào)輸入端，由于接收機(jī)輸入信號(hào)是差分的，所以信號(hào)發(fā)生器的信號(hào)要先通過一個(gè)變壓器由單端信號(hào)轉(zhuǎn)為雙端信號(hào)，變壓器選用的是線藝公司的WB3010，它是0.04 MHz～175 MHz 1∶1的射頻變壓器[13]，經(jīng)過變壓器以后的信號(hào)如圖6所示。

圖6 經(jīng)過變壓器后的輸入波形

采用Agilent公司的示波器DSO-X 3052A自帶的波形產(chǎn)生器產(chǎn)生200 kHz、2.4 V的方波并接到壓控增益控制電路的控制電壓輸入端，并給控制電壓輸入腳串聯(lián)了一個(gè)10 kΩ的電阻以匹配控制電壓輸入范圍在0.1 V～1.1 V之間變化，圖7為壓控增益放大器的輸出結(jié)果。

圖7 壓控增益放大器的輸出結(jié)果

由圖7的結(jié)果可知，控制電壓低時(shí)輸入信號(hào)被抑制，控制電壓高時(shí)輸入信號(hào)被放大，起到了對(duì)接收信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍壓縮的作用，圖6上部波形的峰值為250 mV，圖7上部波形的峰值為2.49 V，由增益計(jì)算公式可知

(1)

由數(shù)據(jù)手冊(cè)可知，LTC6412的最大增益為+17 dB，但是考慮到測(cè)量誤差、示波器表筆對(duì)測(cè)量的影響等原因，工程上可以認(rèn)為該測(cè)量結(jié)果是正確的，由此可見設(shè)計(jì)的方案是可行的。

3.2 時(shí)變?cè)鲆鎸?shí)驗(yàn)

使用本實(shí)驗(yàn)室設(shè)計(jì)的探地雷達(dá)系統(tǒng)對(duì)移動(dòng)目標(biāo)進(jìn)行探測(cè)，實(shí)驗(yàn)場(chǎng)景如圖8所示。實(shí)驗(yàn)場(chǎng)景選在某樓頂，因?yàn)闃琼數(shù)耐獠扛蓴_相對(duì)較少，背景噪聲較小。實(shí)驗(yàn)儀器有本實(shí)驗(yàn)室自主研發(fā)的200 MHz脈沖發(fā)射源、配套的收發(fā)天線、等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)、目標(biāo)、PC機(jī)、卷尺等。

圖8 目標(biāo)測(cè)量場(chǎng)景圖

目標(biāo)位于發(fā)射源5 m左右處，采集平均處理后的采集圖形如圖9所示，可見10 ns前后為很強(qiáng)的直耦波，38 ns處為目標(biāo)回波，但是目標(biāo)回波很微弱，這樣的采集結(jié)果不方便用戶對(duì)目標(biāo)的識(shí)別，所以進(jìn)行了時(shí)變?cè)鲆婵刂疲刂魄€如圖10所示。

圖9 平均后的目標(biāo)采集圖形

圖10 時(shí)變?cè)鲆媲€的設(shè)計(jì)

由圖9采集結(jié)果的特點(diǎn)設(shè)計(jì)了圖10的增益控制曲線，在30 ns以前可以認(rèn)為是系統(tǒng)的直耦波，盡量減小其增益；30 ns～50 ns可以認(rèn)為是目標(biāo)回波的區(qū)域，盡量增大其增益。時(shí)變?cè)鲆嫣幚砗蟮牟杉ㄐ稳鐖D11所示。

圖11 時(shí)變?cè)鲆嫣幚硪院蟮哪繕?biāo)回波

由圖11結(jié)果可知，時(shí)變?cè)鲆婵刂铺幚砗蟮哪繕?biāo)回波抑制了直耦波，放大了目標(biāo)回波，壓縮了系統(tǒng)接收信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍，從而增大了整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍，由此可見本設(shè)計(jì)是正確的。

3.3 整機(jī)性能實(shí)驗(yàn)

使用設(shè)計(jì)的探地雷達(dá)系統(tǒng)對(duì)六根金屬污水排水管進(jìn)行探測(cè)，管上表面距地表約1.5 m，管直徑約為1.8 m，天線頻率為200 MHz，測(cè)量方式為輪測(cè)，實(shí)驗(yàn)場(chǎng)景如圖12所示。

圖12 實(shí)驗(yàn)場(chǎng)景

使用數(shù)據(jù)處理軟件對(duì)采集進(jìn)行處理，原始的Bscan堆積圖中有一些掃描壞道，為了更加清楚地觀察回波信號(hào)，使用壞道周邊的數(shù)據(jù)對(duì)壞道數(shù)據(jù)進(jìn)行插值處理，插值處理后的圖像如圖13所示，去背景后的圖像如圖14所示。

圖13 插值處理后的圖像

圖14 去背景以后的圖像

由圖14可知，圖中有六個(gè)明顯的雙曲線回波，可以認(rèn)為是目標(biāo)，在圖中用黑色圓圈進(jìn)行了表示，由于第三個(gè)目標(biāo)的采集數(shù)據(jù)比較好，其余目標(biāo)的周邊數(shù)據(jù)存在一些壞道，所以對(duì)第三個(gè)目標(biāo)進(jìn)行了成像，成像結(jié)果如圖15所示。

圖15 第三個(gè)目標(biāo)的成像結(jié)果

由圖15的成像結(jié)果可知，該目標(biāo)的深度約為1.3 m左右，這與實(shí)際的測(cè)量相符，由此可見本文設(shè)計(jì)的等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)系統(tǒng)是正常工作的。

4 結(jié)束語

由于直耦波的存在，探地雷達(dá)接收機(jī)接收到的回波動(dòng)態(tài)范圍非常大，為了增大探地雷達(dá)的探測(cè)深度，大動(dòng)態(tài)設(shè)計(jì)是非常重要的。除了增大采樣門自身的動(dòng)態(tài)范圍外，還可以對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行動(dòng)態(tài)范圍壓縮來提高整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍。傳統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍壓縮模塊一般置于采樣保持模塊之后，這樣雖然方便了后續(xù)的數(shù)據(jù)處理，但實(shí)質(zhì)上對(duì)接收信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍已經(jīng)沒有作用，因?yàn)榻邮招盘?hào)的動(dòng)態(tài)范圍已被采樣保持模塊限制。因此，本設(shè)計(jì)將動(dòng)態(tài)范圍壓縮模塊置于采樣保持模塊之前，結(jié)合傳統(tǒng)對(duì)空雷達(dá)增益控制方法和探地雷達(dá)回波信號(hào)的等效采樣的特點(diǎn)，提出了等效時(shí)變?cè)鲆嫣降乩走_(dá)接收機(jī)的設(shè)計(jì)方案。通過在每次采樣周期內(nèi)改變接收信號(hào)的增益，再將每次等效采樣的值合成起來組成最終的采樣結(jié)果。標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)測(cè)試和實(shí)際場(chǎng)景實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了系統(tǒng)的可行性，達(dá)到了預(yù)期的設(shè)計(jì)效果，由此可見本文的設(shè)計(jì)方案是正確的。

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徐 偉 男，1988年生，碩士，助教。研究方向?yàn)楸韺哟┩咐走_(dá)信號(hào)處理。

張 明 男，1979年生，博士，副教授。研究方向?yàn)槔走_(dá)信號(hào)處理。

Design of Equivalent Sampling Ground Penetrating Radar Receiver with Time-varying Gain Dynamic Range

XU Wei，ZHANG Ming

(Department of Engineering Equipment Management and Guarantee,Engineer Academy of People′s Liberation Army, Xuzhou 221004, China)

Impulse ground penetrating radar (GPR) has some obvious advantages in the field survey, such as simple waveform generation, high pulse repetition, no interference in frequency domain and so on. The common GPR systems are based on the impulse radar technique and are prevalent in the commercial market. However, small dynamic range is the common problem in the GPR receiver system currently, which limits its application in the field of deep penetrating. In this thesis, the large dynamic range receiver technology of impulse GPR system is studied deeply and time-varying gain dynamic range compression technology is proposed for the equivalent sampling circuit. The technology can provide 20 dB dynamic range compression for the received signal. A physical receiver has also been developed with good performance.

ground penetrating radar; receiver; dynamic range; time-varying gain

10.16592/ j.cnki.1004-7859.2016.11.016

徐偉 Email：459091630@qq.com

2016-08-19

2016-10-24

TN957.5

A

1004-7859(2016)11-0075-04