基于分頻帶傳輸?shù)膯屋d波水聲通信技術(shù)研究

韓笑，郭龍祥，殷敬偉，生雪莉

（1.哈爾濱工程大學(xué)水聲技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，黑龍江哈爾濱150001；2.哈爾濱工程大學(xué)水聲工程學(xué)院，黑龍江哈爾濱150001）

基于分頻帶傳輸?shù)膯屋d波水聲通信技術(shù)研究

韓笑1，2，郭龍祥1，2，殷敬偉1，2，生雪莉1，2

（1.哈爾濱工程大學(xué)水聲技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，黑龍江哈爾濱150001；2.哈爾濱工程大學(xué)水聲工程學(xué)院，黑龍江哈爾濱150001）

針對(duì)正交頻分復(fù)用技術(shù)的峰均功率比較高且對(duì)多普勒頻偏敏感等問(wèn)題，提出基于分頻帶傳輸?shù)膯屋d波水聲通信技術(shù)，為水下高速通信領(lǐng)域提供了一種可行性方案。該方案將相對(duì)較寬的通信頻帶劃分為若干子帶，在每個(gè)子帶間插入保護(hù)頻帶，以消除載波間干擾。開(kāi)展了水聲通信試驗(yàn)，發(fā)射換能器頻帶被劃分為兩個(gè)子頻帶，每個(gè)子帶帶寬為2.25 kHz，子頻帶保護(hù)間隔為0.75 kHz，載波頻率分別為3 kHz和6 kHz.采用被動(dòng)時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡聯(lián)合判決反饋均衡器的接收機(jī)結(jié)構(gòu)抑制碼間干擾，當(dāng)映射方式為8相移鍵控時(shí)，3 km、5 km和7 km距離上的試驗(yàn)數(shù)據(jù)均實(shí)現(xiàn)了通信速率為9 kbit/s的低誤碼率數(shù)據(jù)傳輸，驗(yàn)證了該系統(tǒng)的穩(wěn)健性。

通信技術(shù)；高速水聲通信；單載波；分頻帶傳輸；被動(dòng)時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡；判決反饋均衡

0　引言

海洋環(huán)境監(jiān)測(cè)對(duì)于研究全球氣候變化具有重要的意義，盡管無(wú)線電技術(shù)，如衛(wèi)星遙感等可以提供大量的監(jiān)測(cè)數(shù)據(jù)。但由于海水對(duì)高頻信號(hào)的強(qiáng)衰減特性［1］，導(dǎo)致無(wú)線電技術(shù)并不能探究海面以下的環(huán)境。為此，研究者發(fā)展了各種海洋觀測(cè)設(shè)備如自主式水下潛器（AUV）、無(wú)人水下潛器（UUV）等以彌補(bǔ)當(dāng)前海洋感知技術(shù)的不足。海洋觀測(cè)設(shè)備在水下作業(yè)時(shí)需要依靠高速水聲通信技術(shù)［2-4］將龐大的觀測(cè)數(shù)據(jù)傳輸?shù)剿孀鳂I(yè)母船，因此研究高速水聲通信技術(shù)具有重要的實(shí)際意義。

水聲通信的發(fā)展大體經(jīng)歷了非相干到相干的發(fā)展歷程，20世紀(jì)90年代之前水聲通信主要集中在各種非相干技術(shù)［5-6］，如多頻移鍵控（MFSK）、幅度鍵控（ASK）等，然而非相干通信頻帶利用率較低，遠(yuǎn)遠(yuǎn)不能滿足高速水聲通信的要求。1994年Stojanovic等［7］提出了內(nèi)嵌鎖相環(huán)的判決反饋均衡結(jié)構(gòu)，大大地降低了海面隨機(jī)起伏產(chǎn)生的相位跳變對(duì)相干水聲通信信號(hào)的影響，相干水聲通信逐步取代非相干通信。目前，常用的高速相干水聲通信技術(shù)主要有正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)、單載波技術(shù)等。

將可用頻帶劃分為若干較窄的子頻帶是數(shù)字通信中常用的方法，這種方法被稱作頻分復(fù)用，OFDM正是其中的典型代表。近幾年研究者對(duì)水聲OFDM開(kāi)展了大量的仿真和海試試驗(yàn)研究［8-10］。雖然OFDM具有抗多途能力強(qiáng)、頻帶利用率高、通信速率快和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低等優(yōu)點(diǎn)，但其信號(hào)峰均功率比較高，使得傳輸和接收較為困難。而且OFDM對(duì)多普勒頻偏較為敏感，多普勒頻移會(huì)破壞子載波間的正交性，產(chǎn)生嚴(yán)重的子載波干擾，因此接收端需要依靠復(fù)雜的算法解決子載波干擾問(wèn)題。相比之下，單載波水聲通信技術(shù)［11-12］在信號(hào)峰均功率比和抗多普勒頻偏方面具有較大優(yōu)勢(shì)，單載波調(diào)制模式可以避免多載波系統(tǒng)各載波同相疊加導(dǎo)致的峰均功率比較高問(wèn)題，并且對(duì)多普勒頻偏不敏感，使其成為當(dāng)今高速水聲通信領(lǐng)域研究的另一熱點(diǎn)。

本文提出了一種基于分頻帶傳輸?shù)膯屋d波水聲通信技術(shù)，編碼時(shí)將相對(duì)較寬的通信頻帶劃分為若干子頻帶，在每個(gè)子頻帶上采用單載波方式進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制，每個(gè)子頻帶之間插入一定的保護(hù)頻帶，使得接收端不存在子載波間干擾。但是受水聲信道多途的影響，每個(gè)子頻帶信號(hào)內(nèi)部仍然存在碼間干擾，因此采用被動(dòng)時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡聯(lián)合單通道判決反饋均衡器［13-15］的方法對(duì)碼間干擾進(jìn)行抑制。2015年1月于遼寧省大連市小長(zhǎng)山島附近海域開(kāi)展了相關(guān)海試試驗(yàn)，通信距離3 km、5 km和7 km的試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本方案的有效性和可靠性。

1　分頻帶傳輸水聲通信系統(tǒng)原理

分頻帶傳輸水聲通信系統(tǒng)將整個(gè)通信頻帶分成若干個(gè)子頻帶，在每個(gè)子頻帶上進(jìn)行并行的數(shù)據(jù)傳輸。圖1以兩個(gè)子頻帶為例給出了系統(tǒng)發(fā)射端和接收端的原理框圖，圖中*表示卷積運(yùn)算。

發(fā)射一組二進(jìn)制數(shù)據(jù)時(shí)，首先通過(guò)映射將該組數(shù)據(jù)映射成為復(fù)數(shù)序列，然后平均分成兩部分后分別進(jìn)入支路Ⅰ和支路Ⅱ進(jìn)行不同載波調(diào)制。本文以支路Ⅰ為例給出了詳細(xì)的信號(hào)編解碼流程，假設(shè)輸入符號(hào)為I1，經(jīng)過(guò)升采樣后的符號(hào)為T(mén)1，則

式中:?表示克羅內(nèi)克積；M為輸入符號(hào)個(gè)數(shù)；

升采樣后的符號(hào)進(jìn)入脈沖成型濾波器。假設(shè)脈沖成型后的符號(hào)為S1，脈沖成型濾波器傳遞函數(shù)為g，則

式中:Ng表示脈沖成型濾波器長(zhǎng)度。本文使用升余弦濾波器，g可以表示為

脈沖成型后的符號(hào)進(jìn)行不同載波調(diào)制，則

圖1　雙頻帶水聲通信系統(tǒng)原理框圖Fig.1 Block diagram of dual-band underwater acoustic communication system

式中:f1表示載波頻率；tn表示不同時(shí)刻；

A1n為支路Ⅰ第n個(gè)符號(hào)的幅度，

φ1n為支路Ⅰ第n個(gè)符號(hào)的相位a1n、b1n分別為支路Ⅰ第n個(gè)符號(hào)的實(shí)部和虛部。

經(jīng)過(guò)調(diào)制后的最終發(fā)送信號(hào)可以表示為

式中:A2n、φ2n分別為支路Ⅱ第n個(gè)符號(hào)的幅度和相位。

信號(hào)經(jīng)過(guò)信道傳播到達(dá)接收端，本文采用p個(gè)陣元組成的垂直陣接收信號(hào)，假設(shè)信源到第i個(gè)陣元的信道為hi（t），則

式中:Aij為通過(guò)接收點(diǎn)的第j條傳播途徑的聲壓幅度；τij為通過(guò)接收點(diǎn)的第j條傳播途徑的相對(duì)時(shí)延；L為通過(guò)接收點(diǎn)有效途徑的數(shù)目。第i個(gè)陣元的接收信號(hào)ri（t）為

式中:wi（t）為噪聲干擾。經(jīng)過(guò)被動(dòng)時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡后總的接收信號(hào)可以表示為

式中:h′i（t）為第i個(gè)陣元上的估計(jì)信道；q（t）可以看作每個(gè)陣元上估計(jì)信道與真實(shí)信道相關(guān)函數(shù)的加和。被動(dòng)時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡合并后的接收信號(hào)經(jīng)過(guò)帶通濾波器φ1濾除其他子頻帶的干擾，然后乘以相應(yīng)載波解調(diào)，最后降采樣恢復(fù)帶有殘留碼間干擾的基帶信號(hào)~I1，單通道的判決反饋均衡器被用來(lái)移除殘留的碼間干擾，則均衡器輸出的符號(hào)可以表示為

式中:Lf和Lb分別為前饋濾波器和反饋濾波器的抽頭個(gè)數(shù)；^d1為經(jīng)過(guò)判決后的符號(hào)。~d1經(jīng)過(guò)反映射后得到支路Ⅰ的編碼信息。采用同樣的方法即可得到支路Ⅱ的編碼信息，合并后可恢復(fù)原始發(fā)送序列。

2　海試試驗(yàn)研究

2.1系統(tǒng)參數(shù)及試驗(yàn)布局

在某海域進(jìn)行了分頻帶水聲通信試驗(yàn)，系統(tǒng)參數(shù)如下:采樣頻率48 kHz；波特率為每秒3 000個(gè)符號(hào)；映射方式8相移鍵控；數(shù)據(jù)率為9 kbit/s；采用開(kāi)方升余弦濾波器進(jìn)行脈沖成型；滾降系數(shù)α=0.5.發(fā)射換能器聲源級(jí)約為186 dB（參考聲壓為1μPa），試驗(yàn)時(shí)將整個(gè)通信頻帶分成兩個(gè)子頻帶，其中:子頻帶Ⅰ載波頻率f1=3 kHz，頻帶范圍1.875～4.125 kHz；子頻帶Ⅱ載波頻率f2=6 kHz，頻帶范圍4.875～7.125 kHz.圖2給出了編碼信號(hào)的頻譜圖。試驗(yàn)時(shí)每個(gè)子頻帶發(fā)送63 120比特?cái)?shù)據(jù)，其中前3 000比特?cái)?shù)據(jù)作為訓(xùn)練序列（共1000個(gè)符號(hào)）用于判決反饋均衡器系數(shù)更新。

圖2 編碼信號(hào)頻譜圖Fig.2 Spectrum of coded signals

圖3給出了海試試驗(yàn)的布局示意圖。試驗(yàn)過(guò)程中接收船始終錨定在O點(diǎn)位置，5個(gè)陣元組成的垂直陣用于接收信號(hào)，陣元間距1m.頂端陣元為P1，底端陣元為P5，其中P1距離水面4m；發(fā)射船先后停留在A、B、C位置，三點(diǎn)與O點(diǎn)距離分別約為3 km、5 km和7 km，發(fā)射換能器在3個(gè)點(diǎn)的吊放深度分別為6m、5m和13m.3 km和5 km試驗(yàn)時(shí)風(fēng)浪較小，而7 km試驗(yàn)當(dāng)天風(fēng)浪較大，風(fēng)力約5級(jí)，浪高約0.6m，盡管發(fā)射船和接收船錨定，但其仍隨風(fēng)浪有較小漂移，并且在試驗(yàn)過(guò)程中不斷有漁船駛過(guò)，環(huán)境噪聲較大。

圖3　海試試驗(yàn)布局示意圖Fig.3 Layout of sea experiment

2.2解碼性能分析

試驗(yàn)時(shí)在每個(gè)通信距離處發(fā)射線性調(diào)頻信號(hào)（LFM）進(jìn)行信道探測(cè)，LFM信號(hào)頻帶范圍2～8 kHz，脈寬100 ms，發(fā)射間隔200 ms.本文以hAO、hBO和hCO分別表示3 km、5 km和7 km通信距離上信道探測(cè)結(jié)果，其結(jié)構(gòu)如圖4（a）～圖4（c）所示。觀察圖4可以得到:1）3個(gè)通信距離上的信道結(jié)構(gòu)均較為簡(jiǎn)單，最大多途擴(kuò)展小于5ms，并且傳播過(guò)程中聲信號(hào)能量比較集中；2）hAO和hBO信道結(jié)構(gòu)較為穩(wěn)定，而hCO信道結(jié)構(gòu)變化較為劇烈，該變化主要是由海浪引起的收發(fā)船只運(yùn)動(dòng)以及對(duì)聲傳播的不規(guī)則反射導(dǎo)致的。本文在解碼時(shí)同樣利用兩個(gè)子頻帶信號(hào)的訓(xùn)練序列對(duì)水聲信道進(jìn)行了估計(jì)，估計(jì)結(jié)果顯示兩子頻帶信號(hào)信道結(jié)構(gòu)基本一致。

本文采用分?jǐn)?shù)間隔判決反饋均衡器處理數(shù)據(jù)，均衡器抽頭間隔為T(mén)/2（T為碼元寬度），即每個(gè)碼元采集兩個(gè)點(diǎn)。均衡器的前饋濾波器抽頭個(gè)數(shù)為30，反饋濾波器抽頭個(gè)數(shù)為20.均衡器中內(nèi)嵌2階鎖相環(huán)用于實(shí)時(shí)跟蹤海面隨機(jī)起伏產(chǎn)生的相位跳變，鎖相環(huán)的Z域傳輸函數(shù)為

本文采用遞歸最小二乘（RLS）算法進(jìn)行均衡器系數(shù)的更新，其中遺忘因子λ=0.996 5.圖5、圖6和圖7分別給出了通信距離3 km、5 km和7 km的接收數(shù)據(jù)解碼星座圖。以均衡后輸出信噪比（SNR）和誤碼率（BER）為比較標(biāo)準(zhǔn)，表1給出了相應(yīng)的統(tǒng)計(jì)結(jié)果。

圖4　水聲信道探測(cè)結(jié)果Fig.4 Detection results of channel impulse response

圖5　通信距離3 km接收數(shù)據(jù)分頻帶處理結(jié)果Fig.5 Processed results of data recieved at3 km

表1　試驗(yàn)數(shù)據(jù)解碼結(jié)果統(tǒng)計(jì)表Tab.1 Statistical results of experimental data decoding

從圖5、圖6和圖7解碼星座圖以及表1海試試驗(yàn)數(shù)據(jù)解碼統(tǒng)計(jì)結(jié)果可以看出:基于分頻帶傳輸?shù)膯屋d波水聲通信系統(tǒng)在近距離海試試驗(yàn)中表現(xiàn)出較好的解碼性能，實(shí)現(xiàn)了低誤碼率的數(shù)據(jù)傳輸，并且通信速率較傳統(tǒng)的編碼方式有了大幅度的提升；采用高頻載波調(diào)制數(shù)據(jù)的（子頻帶Ⅱ）解碼性能明顯優(yōu)于低頻載波調(diào)制數(shù)據(jù)（子頻帶Ⅰ），在3km、5km和 7 km通信距離上輸出SNR分別高出3.6 dB、4.89 dB和2.22 dB，主要原因?yàn)楹Ｑ蟓h(huán)境噪聲級(jí)在低頻段遠(yuǎn)高于高頻段，因此低頻段編碼信號(hào)受噪聲干擾更嚴(yán)重；盡管通信距離較遠(yuǎn)，5 km數(shù)據(jù)處理結(jié)果仍然明顯優(yōu)于3 km，子頻帶I和子頻帶II輸出SNR分別提高3.96 dB和5.25 dB，主要原因?yàn)? km信道結(jié)構(gòu)更為簡(jiǎn)單，聲信號(hào)在傳播過(guò)程中能量集中于直達(dá)聲途徑。另一方面，盡管5 km距離處的解碼星座圖大部分較為集中，但是由于部分符號(hào)相位跳變嚴(yán)重（如圖6所示），遠(yuǎn)偏離實(shí)際映射星座點(diǎn)，導(dǎo)致其高頻段解碼誤碼率仍然較高。

圖6　通信距離5 km接收數(shù)據(jù)分頻帶處理結(jié)果Fig.6 Processed results of data recieved at5 km

3　結(jié)論

本文提出了基于分頻帶傳輸?shù)膯屋d波水聲通信方法，其將相對(duì)較寬的通信頻帶劃分為若干子頻帶，并在子頻帶間插入一定的保護(hù)頻帶，可以完全消除載波間干擾，采用基于被動(dòng)時(shí)間反轉(zhuǎn)的判決反饋均衡器能夠有效地抑制碼間干擾，達(dá)到理想的解碼效果。該種方案在信號(hào)峰均功率比以及抗多普勒等方面與OFDM技術(shù)相比具有較大的優(yōu)勢(shì)，可應(yīng)用于高速水聲通信領(lǐng)域。本文討論了水聲通信海試試驗(yàn)的相關(guān)結(jié)果，3 km、5 km和7 km通信距離上均實(shí)現(xiàn)了速率為9 kbit/s的低誤碼率數(shù)據(jù)傳輸，驗(yàn)證了本文所提方法的有效性和穩(wěn)健性。

圖7　通信距離7 km接收數(shù)據(jù)分頻帶處理結(jié)果Fig.7 Processed results of data recieved at7 km

（References）

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Research on Single Carrier Underwater Acoustic Communication Based on Multiband Transmission

HAN Xiao1，2，GUO Long-xiang1，2，YIN Jing-wei1，2，SHENG Xue-li1，2
（1.Acoustic Science and Technology Laboratory，Harbin Engineering University，Harbin 150001，Heilongjiang，China；2.College of Underwater Acoustic Engineering，Harbin Engineering University，Harbin 150001，Heilongjiang，China）

For the high peak-to-average power ratio and the sensitivity of orthogonal frequency division multiplexing system to Doppler shift，a single carrier underwater acoustic（UWA）communication method based on multiband transmission is proposed，providing a feasible approach for high-rate UWA communication.The communication band is divided into some sub-bands with several kilohertz in bandwidth，and a guard band is inserted between sub-bands to eliminate inter-carrier interference at the receiver.A UWA communication experiment was conducted at sea.The available band is divided into two sub-bands，of which has2.25 kHz in bandwidth and a 0.75 kHz guard band，and the carrier frequencies are 3 kHz and 6 kHz，respectively.Passive time reversal mirror combined with decision feedback equalizer is used to suppress inter-symbol interference.Transmissions of test data at communication distances of3 km，5 km，and 7 km are implemented at low bit error rate with communication rate of9 kbit/s when modulated by 8-PSK，proving the effectiveness and robustness of the proposed method.

communication technology；high-rate UWA communication；single carrier；multiband transmissions；passive time reversal mirror；decision feedback equalizer

TN929.3

A

1000-1093（2016）09-1677-07

10.3969/j.issn.1000-1093.2016.09.018

2015-07-20

國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目（61471137）；霍英東青年教師基金項(xiàng)目（151007）；中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金項(xiàng)目（HEUCFD1506）

韓笑（1988—），男，博士研究生。E-mail:hanxiao1322@hrbeu.edu.cn；殷敬偉（1980—），男，教授，博士生導(dǎo)師。E-mail:yinjingwei@hrbeu.edu.cn