陳 健,唐 杰,李明齊
(1.中國(guó)科學(xué)院上海高等研究院,上海 200120;2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué),北京 100049;3.上海科技大學(xué),上海 200120)
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NGB-W廣播信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)算法設(shè)計(jì)
陳健1,2,3,唐杰1,2,3,李明齊1
(1.中國(guó)科學(xué)院上海高等研究院,上海 200120;2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué),北京 100049;3.上??萍即髮W(xué),上海 200120)
針對(duì)下一代廣播電視網(wǎng)無(wú)線系統(tǒng)(NGB-W)廣播接收信道估計(jì),提出了一種基于二次一維維納濾波的信道估計(jì)實(shí)用算法。該算法實(shí)時(shí)估計(jì)信道多普勒頻偏、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差等參數(shù),并根據(jù)參數(shù)估計(jì)值分別從離線獲得的預(yù)選集中選擇時(shí)域和頻域的一維維納濾波系數(shù)。通過(guò)Cocentric System Studio(CCSS)平臺(tái)仿真,給出了參數(shù)估計(jì)對(duì)算法性能的影響,以及所提信道估計(jì)算法的均方誤差和誤塊率性能。仿真結(jié)果表明該算法在不同移動(dòng)速度下,與采用理想插值系數(shù)信道估計(jì)相比性能損失不超過(guò)0.4 dB,與理想信道估計(jì)相比性能損失在1 dB以?xún)?nèi)。
信道估計(jì);維納濾波;下一代無(wú)線廣播網(wǎng);參數(shù)估計(jì)
作為國(guó)家信息基礎(chǔ)設(shè)施建設(shè)的重要戰(zhàn)略,我國(guó)中長(zhǎng)期規(guī)劃綱要中明確指出應(yīng)積極推進(jìn)電信網(wǎng)、廣播電視網(wǎng)和互聯(lián)網(wǎng)的三網(wǎng)融合[1]。為應(yīng)對(duì)三網(wǎng)融合國(guó)家戰(zhàn)略,廣電提出了下一代廣播電視網(wǎng)(NGB)[2]解決方案。下一代廣播電視無(wú)線網(wǎng)(NGB-W)作為NGB總體構(gòu)架的重要組成部分,廣播與雙向融合的NGB-W系統(tǒng)可以進(jìn)一步提升廣電無(wú)線網(wǎng)絡(luò)全業(yè)務(wù)支撐的能力[3]。
NGB-W廣播信道采用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)[4]。為了使NGB-W廣播接收機(jī)能夠在無(wú)線信道環(huán)境下有效解調(diào)接收信號(hào),在接收端選擇合適的信道估計(jì)算法來(lái)恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)流就顯得十分重要。信道估計(jì)算法根據(jù)是否使用輔助信息可以分為基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)、半盲或盲估計(jì)。盡管前者在數(shù)據(jù)中插入導(dǎo)頻會(huì)占用系統(tǒng)的帶寬從而降低有效數(shù)據(jù)的傳輸速率,但與后者相比,可獲得更魯棒的接收機(jī)性能,因此一般的應(yīng)用場(chǎng)景大多采用該類(lèi)算法[5]。在基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法中,維納濾波信道估計(jì)算法是一種估計(jì)性能較好的算法。二維的維納濾波算法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較高,為了降低復(fù)雜度,文獻(xiàn)[6-7]提出分別在時(shí)域和頻域進(jìn)行一維維納濾波,在此基礎(chǔ)上文獻(xiàn)[5]提出根據(jù)特定場(chǎng)景下的信道參數(shù)離線產(chǎn)生維納濾波插值系數(shù),在信道估計(jì)時(shí)直接調(diào)用,文獻(xiàn)[8]提出按噪聲方差分區(qū)非實(shí)時(shí)地計(jì)算插值系數(shù),在信道估計(jì)時(shí)根據(jù)噪聲方差估計(jì)值選取對(duì)應(yīng)的插值系數(shù)。但在實(shí)際系統(tǒng)中無(wú)線移動(dòng)信道的傳播環(huán)境十分惡劣,信道的噪聲、不同移動(dòng)速度下的多普勒頻移和多徑傳播引起的時(shí)延擴(kuò)展都會(huì)對(duì)系統(tǒng)性能有較大影響。
因此,本文針對(duì)NGB-W廣播接收機(jī)信道估計(jì),提出采用參數(shù)估計(jì)算法分別估計(jì)信道多普勒頻移、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差,按區(qū)間劃分離線產(chǎn)生的時(shí)頻域插值系數(shù),信道估計(jì)算法通過(guò)信道參數(shù)估計(jì)值實(shí)時(shí)地選取對(duì)應(yīng)區(qū)間內(nèi)的插值系數(shù)。通過(guò)基于Cocentric System Studio(CCSS)平臺(tái)的仿真,給出了不同信道環(huán)境下所提各參數(shù)估計(jì)方法分別對(duì)系統(tǒng)性能的影響,以及基于所提參數(shù)估計(jì)和分區(qū)方法的二次一維維納濾波信道估計(jì)算法的系統(tǒng)性能仿真結(jié)果。仿真結(jié)果表明,使用參數(shù)估計(jì)方法能區(qū)分出不同的信道環(huán)境,確保信道估計(jì)算法在變化的信道環(huán)境下正常工作。
NGB-W廣播的單發(fā)單收(SISO)物理層框架如圖1所示。
圖1 NGB-W廣播系統(tǒng)模型
在發(fā)射端首先產(chǎn)生成幀的數(shù)據(jù),然后插入導(dǎo)頻。通過(guò)快速傅里葉逆變換(IFFT)模塊把插完導(dǎo)頻后的第m個(gè)OFDM符號(hào)從頻域變換到時(shí)域
(1)
式中:N代表子載波個(gè)數(shù)。
NGB-W廣播接收機(jī)由一系列與發(fā)端相反的操作過(guò)程組成,將天線接收下來(lái)的第m個(gè)OFDM符號(hào)第n個(gè)樣點(diǎn)yn,m經(jīng)過(guò)FFT模塊得到頻域第k個(gè)子載波信號(hào)
(2)
假設(shè)信道時(shí)延小于保護(hù)間隔且信道在一個(gè)OFDM符號(hào)之內(nèi)不變,同時(shí)接收端定時(shí)同步無(wú)誤差,則接收信號(hào)Yk,m和發(fā)射信號(hào)Xk,m之間的關(guān)系可以表示為
Yk,m=Hk,mXk,m+Wk,m
(3)
其中:Wk,m是第m個(gè)OFDM符號(hào)第k個(gè)子載波的AWGN噪聲。因此,要從接收信號(hào)中采用相干檢測(cè)恢復(fù)出原始信號(hào),就需要在接收端采用信道估計(jì)算法來(lái)估計(jì)出信號(hào)所經(jīng)過(guò)的信道Hk,m。
NGB-W系統(tǒng)中每幀信號(hào)包括一個(gè)前導(dǎo)符號(hào)P1和若干數(shù)據(jù)符號(hào)。P1符號(hào)可用于估計(jì)信道時(shí)延,在數(shù)據(jù)符號(hào)中插入的導(dǎo)頻用于信道估計(jì)。NGB-W廣播信道協(xié)議定義了不同的導(dǎo)頻插值方式,使得系統(tǒng)能夠適應(yīng)不同的信道環(huán)境。圖2為本文中使用的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)。圖中,k=1和k=3 098處的導(dǎo)頻為連續(xù)導(dǎo)頻,其余為離散導(dǎo)頻。
圖2 NGB-W廣播導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)
2.1二次一維維納濾波
二次一維維納濾波信道估計(jì)算法的具體實(shí)現(xiàn)方式如圖3所示。維納濾波所需的關(guān)鍵參數(shù),如時(shí)延擴(kuò)展、多普勒頻偏和噪聲方差都需要實(shí)時(shí)估計(jì)。為了降低廣播接收機(jī)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度,在進(jìn)行時(shí)域、頻域插值時(shí),分別根據(jù)信道多普勒頻移、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差可能的取值范圍將其劃分為幾個(gè)區(qū)間,每一個(gè)區(qū)間預(yù)先計(jì)算出一組與之相應(yīng)的插值系數(shù)。通過(guò)估計(jì)得到的信道參數(shù),選擇對(duì)應(yīng)區(qū)間內(nèi)的系數(shù)作為此次維納濾波插值系數(shù)。
圖3 信道估計(jì)算法框圖
2.1.1導(dǎo)頻LS信道估計(jì)
首先根據(jù)LS估計(jì)算法得到所有導(dǎo)頻位置上的信道估計(jì)值
(4)
其中:Xp是在信號(hào)中插入的頻域?qū)ьl值;Yp是接收到的OFDM符號(hào)中導(dǎo)頻位置的信號(hào)。之后分別通過(guò)時(shí)域和頻域一維維納濾波對(duì)數(shù)據(jù)子載波信道進(jìn)行插值。
2.1.2時(shí)域一維維納濾波插值信道估計(jì)
對(duì)LS算法得到的信道頻率響應(yīng)值H^p先進(jìn)行時(shí)域插值。利用導(dǎo)頻處已經(jīng)得到的值估計(jì)時(shí)域相鄰位置處的信道值,如圖2中所示。時(shí)域插值公式
H^t=ωtH^p
(5)
ωt=Rt_hp(Rt_pp+σ2I)-1
(6)
其中:Rt_hp表示數(shù)據(jù)子載波與導(dǎo)頻子載波的時(shí)域互相關(guān)矩陣;Rt_pp表示導(dǎo)頻子載波的時(shí)域自相關(guān)矩陣;σ2表示AWGN信道的噪聲方差;I是單位矩陣。時(shí)域相關(guān)矩陣Rt_hp和Rt_pp中的系數(shù)計(jì)算通過(guò)公式求得
Rt=J0(2πfdΔt)
(7)
其中:J0為第一類(lèi)零階貝塞爾函數(shù);fd為信道多普勒頻偏;Δt為某個(gè)系數(shù)對(duì)應(yīng)的子載波之間的時(shí)域間隔。
2.1.3頻域一維維納濾波插值信道估計(jì)
時(shí)域插值完成之后,在每個(gè)OFDM符號(hào)中利用已估計(jì)得到信道值H^t進(jìn)行頻域插值,如圖2所示。頻域插值公式
H^f=ωfH^t
(8)
ωf=Rf_hp(Rf_pp+σ2I)-1
(9)
其中:Rf_hp表示頻域維數(shù)據(jù)子載波與導(dǎo)頻子載波間的互相關(guān)矩陣;Rf_pp表示頻域維導(dǎo)頻子載波間的自相關(guān)矩陣。頻域維相關(guān)矩陣的系數(shù)計(jì)算公式
(10)
其中:τ為信道最大時(shí)延擴(kuò)展;τrms為信道的均方時(shí)延擴(kuò)展;N為OFDM符號(hào)的FFT長(zhǎng)度;k為頻域維上的子載波間隔。
2.2時(shí)延擴(kuò)展估計(jì)
時(shí)延擴(kuò)展的估計(jì)步驟為:
1)假設(shè)理想時(shí)頻同步。從接收的數(shù)據(jù)中分離出長(zhǎng)度為NP1的P1符號(hào),并由P1符號(hào)獲得信道沖擊響應(yīng)估計(jì)值h^n,n=1,2,…,NP1。
2)在h^n中搜索能量最大的能量窗位置
(11)
其中:M為搜索能量窗大小。
3)設(shè)定能量窗內(nèi)搜索最前端和最后端徑的門(mén)限值Th1和Th2分別為
(12)
(13)
4)搜索能量窗內(nèi)最前端徑的位置
pos2=pos1+offsetf
(14)
其中:offsetf等于滿(mǎn)足下式的第一個(gè)i值
(15)
5)搜索能量窗內(nèi)最后端徑的位置
pos3=pos1+M-1-offsetb
(16)
其中:offsetb等于滿(mǎn)足下式的第一個(gè)i值
(17)
6)計(jì)算信道時(shí)延擴(kuò)展估計(jì)值為
τ=pos3-pos2
(18)
2.3多普勒頻偏估計(jì)
多普勒頻偏估計(jì)步驟為:
1)對(duì)L個(gè)OFDM符號(hào)的第l個(gè)連續(xù)導(dǎo)頻位置處信道估計(jì)值H^l,m做DFT,獲得H^l,m的功率譜
(19)
2)獲得單邊功率譜邊緣位置
(20)
(21)
st.S(k′+1) (22) Ths為確保取到邊緣位置而設(shè)置的門(mén)限,其值的選取受信道特性的影響,可根據(jù)下式計(jì)算 (23) 其中:C為常數(shù)。 3)根據(jù)頻譜寬度估計(jì)信道多普勒頻偏 (24) 其中:Δt為一個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)域長(zhǎng)度。 2.4噪聲方差估計(jì) 利用導(dǎo)頻值和導(dǎo)頻子載波的信道估計(jì)值,可得噪聲方差的估計(jì)值為 (25) 其中:H^fpi,j是通過(guò)等式(8)計(jì)算得到的頻域插值后第j個(gè)OFDM符號(hào)中第i個(gè)導(dǎo)頻子載波信道估計(jì)值;J是一個(gè)符號(hào)中導(dǎo)頻子載波的總數(shù)。 2.5插值系數(shù)選擇 根據(jù)在不同的信道環(huán)境下的不同信道參數(shù)(多普勒頻移、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差)對(duì)應(yīng)的系數(shù)對(duì)系統(tǒng)性能的遍歷仿真分析,確定信道參數(shù)的區(qū)間以及對(duì)應(yīng)的插值系數(shù)。一般情況下,插值系數(shù)對(duì)應(yīng)信道參數(shù)區(qū)間的中值。離線生成的各組插值系數(shù)儲(chǔ)存在接收機(jī)本地。 接收機(jī)信道估計(jì)時(shí),根據(jù)信道參數(shù)的估計(jì)值選擇相應(yīng)的參數(shù)區(qū)間對(duì)應(yīng)的插值系數(shù),實(shí)現(xiàn)維納濾波算法。上述方法解決了信道估計(jì)算法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度和實(shí)時(shí)性之間的矛盾。顯然,系數(shù)區(qū)間劃分得越細(xì),插值結(jié)果越接近理想?yún)?shù)的信道值,但所需系數(shù)占用存儲(chǔ)空間也越多。實(shí)際應(yīng)用中應(yīng)在滿(mǎn)足系統(tǒng)性能要求的情況下,盡量減少系數(shù)的分區(qū)數(shù)。 本文使用Synopsys公司的基于SystemC系統(tǒng)的開(kāi)發(fā)和模擬工具CCSS搭建NGB-W仿真平臺(tái)。CCSS采用流式驅(qū)動(dòng)的方法,使仿真系統(tǒng)構(gòu)成更接近于硬件實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)。 NGB-W廣播系統(tǒng)仿真采用載波頻率700 MHz,采樣頻率10 MHz,F(xiàn)FT長(zhǎng)度為4 096,保護(hù)間隔為1/8,采用LDPC編碼,1/2碼率,QPSK、64QAM調(diào)制方式。在TU6、HT信道下對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真,為驗(yàn)證信道估計(jì)的性能,假設(shè)理想時(shí)頻同步。 噪聲方差取值分成2個(gè)區(qū)間:[0,0.02),[0.02,+∞),維納濾波系數(shù)取值分別對(duì)應(yīng)信噪比在20 dB和10 dB時(shí)的值。信道時(shí)延取值分成6個(gè)區(qū)間:[0,16),[16,32),[32,64),[64,128),[128,256),[256,+∞),維納濾波系數(shù)取值分別對(duì)應(yīng)區(qū)間中間值計(jì)算得到的頻域插值系數(shù)。信道多普勒頻偏估計(jì)采用64個(gè)OFDM符號(hào),由式(19)可知,頻率分辨率約為33.9 Hz。多普勒頻偏取值分成4個(gè)區(qū)間:[0,100),[100,160),[160,+∞),維納濾波系數(shù)取值分別對(duì)應(yīng)移動(dòng)速度100 km/h,200 km/h和300 km/h時(shí)域固定插值系數(shù)。 圖4~6分別給出了按照所提的多普勒頻偏、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差參數(shù)估計(jì)方法實(shí)時(shí)地選擇插值系數(shù)與理想插值系數(shù)進(jìn)行信道估計(jì)的性能對(duì)比。仿真表明,根據(jù)參數(shù)估計(jì)結(jié)果(多普勒頻偏估計(jì)(DFSE)、噪聲方差(NVE)、信道時(shí)延(CDE))選取插值系數(shù)的系統(tǒng)性能與使用理想?yún)?shù)選取(理想多普勒頻偏估計(jì)(IDFS)、理想噪聲方差(INV)、理想信道時(shí)延(ICD))對(duì)應(yīng)的插值系數(shù)的系統(tǒng)性能十分接近,性能損失在0.2 dB以?xún)?nèi)。 圖4 TU6信道下多普勒頻偏(DFS)估計(jì)對(duì)性能的影響 圖5 TU6-120 km/h、HT-120 km/h信道下信道時(shí)延(CD)估計(jì)對(duì)性能的影響 圖6 TU6-120 km/h信道下噪聲方差(NV)估計(jì)對(duì)性能的影響 圖7給出了在TU6-120km/h信道下,采用實(shí)時(shí)估計(jì)信道參數(shù)來(lái)選擇插值系數(shù)算法的均方誤差(MSE)和使用理想插值系數(shù)算法的均方誤差對(duì)比結(jié)果。由圖可見(jiàn),在低信噪比區(qū)域,兩者性能差異小于1dB,在高信噪比區(qū)域,兩者差異逐漸擴(kuò)大,且均出現(xiàn)MSE平層,可以預(yù)見(jiàn)將對(duì)高階調(diào)制的接收性能產(chǎn)生影響。 圖7 均方誤差性能比較 圖8~9分別給出了TU6信道不同移動(dòng)速度下,估計(jì)插值系數(shù)(EIC)和理想插值系數(shù)(IIC)、理想信道估計(jì)(ICE)的誤塊率性能比較。由圖可見(jiàn),按照所提參數(shù)估計(jì)方法在不同移動(dòng)速度下性能都接近采用理想插值系數(shù)信道估計(jì)的方式,損失不超過(guò)0.4dB,與理想信道估計(jì)相比,損失在1dB以?xún)?nèi)。 圖8 TU6-30 km/h信道下的性能比較 圖9 TU6-350 km/h信道下的性能比較 本文針對(duì)NGB-W廣播接收信道估計(jì)實(shí)用算法設(shè)計(jì),給出時(shí)頻二次一維維納濾波系數(shù)實(shí)時(shí)選擇所需的多普勒頻移、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差參數(shù)估計(jì)方法?;诮o定的參數(shù)區(qū)間,通過(guò)采用CCSS的仿真表明,根據(jù)各參數(shù)估計(jì)結(jié)果選取插值系數(shù)的信道估計(jì)性能與使用理想系數(shù)的性能相比,最大性能損失在0.4dB以?xún)?nèi),與理想信道估計(jì)相比,損失在1dB以?xún)?nèi)。 [1]封松林,解偉.下一代廣播電視網(wǎng)無(wú)線系統(tǒng)[J].中興通訊技術(shù),2011,17(4):14-18. 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From the Cocentric System Studio(CCSS) simulation results, the influence of the parameters estimation to the channel estimation algorithm is got. Furthermore, the mean square error and block error rate of the channel estimation algorithm are got. Simulation results show that the proposed algorithm losses performance in 0.4 dB compare to channel estimation which use ideal wiener filter coefficients and losses performance in 1 dB compare to ideal channel estimation. channel estimation; Wiener filter; Next Generation Broadcast-Wireless(NGB-W); parameter estimation TN934 ADOI: 10.16280/j.videoe.2016.10.026 上海市科委項(xiàng)目(145111011305);中科院先導(dǎo)科技專(zhuān)項(xiàng)(XDA06010300) 2016-02-22 文獻(xiàn)引用格式:陳健,唐杰,李明齊. NGB-W廣播信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)算法設(shè)計(jì)[J].電視技術(shù),2016,40(10):131-136. CHEN J,TANG J, LI M Q. Design of channel estimation realization algorithm in the Next Generation Broadcast Wireless[J]. Video engineering,2016,40(10):131-136.3 仿真結(jié)果及分析
4 結(jié)束語(yǔ)