一種改進的數(shù)字信道化DRFM系統(tǒng)設計研究

張鋒，高玉良，劉驍 ，朱珂

(1. 空軍預警學院，湖北 武漢　430019； 2.中國人民解放軍95438部隊，四川 成都　610100)

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一種改進的數(shù)字信道化DRFM系統(tǒng)設計研究

張鋒1，高玉良1，劉驍1，朱珂2

(1. 空軍預警學院，湖北 武漢430019； 2.中國人民解放軍95438部隊，四川 成都610100)

根據(jù)當前電子對抗(ECM)系統(tǒng)所處戰(zhàn)場電磁環(huán)境的特點，提出一種將數(shù)字信道化技術與調制濾波器組技術相結合的DRFM系統(tǒng)設計方法。該方法針對數(shù)字信道化DRFM常用設計方法存在的不足，對數(shù)字信道化接收機和發(fā)射機結構進行了改進，構造出一種無“盲區(qū)”的信道劃分形式，并將調制濾波器組技術引入到系統(tǒng)設計中。改進的DRFM系統(tǒng)具有大帶寬、全概率接收和處理同時到達信號的能力，便于硬件實現(xiàn)的優(yōu)點。仿真實驗結果和理論分析相一致，驗證了設計的正確性，為普適性DRFM系統(tǒng)設計提供了新的思路。

DRFM；數(shù)字信道化；調制濾波器組；重疊因子；覆蓋因子；SysGen

0　引言

隨著計算機、軟件無線電和相控陣天線等技術的運用，現(xiàn)代雷達的工作帶寬越來越寬，帶寬超過1 GHz的軍用雷達已經(jīng)投入使用。而根據(jù)Nyquist采樣定理，要無失真地恢復信號，模數(shù)轉換器(analog-to-digital converter,ADC)的采樣頻率必須大于信號帶寬的兩倍。然而當采用高速ADC時，要求數(shù)字射頻存儲(digital radio frequency memory,DRFM)系統(tǒng)必須有更快的處理速度，遺憾的是大多數(shù)情況下FPGA無法直接處理高速ADC送來的采樣信號。另一方面，現(xiàn)代戰(zhàn)場電磁環(huán)境日趨復雜，同一時刻存在大量的電磁信號，如何應對如此復雜的電磁態(tài)勢，已經(jīng)成為學者廣泛關注的問題。信道化接收機具有大瞬時帶寬、多信號實時處理能力，可實現(xiàn)監(jiān)視帶內信號的全概率接收。怎樣用數(shù)字的方法實現(xiàn)信道化接收和發(fā)射一直以來都是研究的熱點和難題。

文獻[1-2]提出利用數(shù)字信道化實現(xiàn)信號接收，然后通過能量檢測將能量最大的一路信號做進一步處理，這是一種寬帶接收、窄帶檢測的方法，對于寬帶跨信道信號和同時達到信號處理能力有限。文獻[3-4]提出利用數(shù)字信道化結構實現(xiàn)信號接收和發(fā)射，從而實現(xiàn)寬帶接收、寬帶發(fā)射，該方法具有結構簡單、運算量小的優(yōu)點，但是當接收信號的帶寬超過子信道的帶寬時，重構信號的頻譜在相鄰信道的交割點會出現(xiàn)“凹口”，存在跨信道的問題，此外，信號頻譜的對稱性使得該方法不適宜用于實信號。文獻[5]通過能量檢測的方法判斷相鄰信道的信號是否為同一信號，以此構建動態(tài)信道化接收機，實現(xiàn)信道的重構，這種方法只對有信號的信道進行處理，但是發(fā)射機結構固定，并沒起到減少資源的效果，同時還需要設計半帶濾波器，增加了設計的復雜性?；谝陨戏治?，本文引入覆蓋因子和重疊因子的概念,構造一種重疊的信道劃分方法實現(xiàn)全概率接收，采用多相濾波結構節(jié)約硬件資源，合理設計調制濾波器組實現(xiàn)信號的重構。

1　系統(tǒng)設計

基于信道化接收和發(fā)射的DRFM系統(tǒng)一般采用如圖1所示結構，接收信號經(jīng)過混頻和高速采樣后送入數(shù)字信道化接收機進行分析濾波和下變頻處理，然后將檢測出的信號保存在存儲器中，控制器用于控制信號的讀出延時及移頻量，調制器對從存儲器中讀出的信號進行多普勒調制和幅度調制，然后將信號通過信道化發(fā)射機綜合后送ADC轉換為模擬信號輸出。在這種結構中數(shù)字信道化接收機和發(fā)射機多采用臨界抽取，這樣做的優(yōu)點很多，但不足也同樣突出，引言中已有介紹。本文在設計時仍采用圖1的總體結構，但是對數(shù)字信道化接收機和發(fā)射機結構進行改進，對濾波器設計進行優(yōu)化。

1.1無“盲區(qū)”的數(shù)字信道化結構推導

圖1　信道化DRFM系統(tǒng)總體框圖Fig.1　General block diagram of channelized DRFM system

下面對接收機高效結構進行推導，在復信號均勻信道劃分偶型堆積排列的情況下，設第k個信道的混頻因子為ejωkn，則對應的中心頻率

ωk=2kπ/M,k=0,1,2,….

(1)

(2)

(3)

(4)

式中：

2.2 兩組VAS評分比較 兩組治療后VAS評分較治療前明顯降低，且觀察組降低幅度大于對照組(P<0.05)，見表2。

(5)

將式(2)代入式(5)得(M為偶數(shù))：

x(n′M-p)e-j2kπ/M·(n′M)*hLP(n′M+p)=

x(n′M-p)*hLP(n′M+p)，

(6)

再將式(2)，(6)代入(4)得：

IDFT[yp(n′)].

(7)

同理可得：

x(n′M-p)·(-1)n′*hLP(n′M+p),

(8)

IDFT[yp(n′)·ejπ/M·p].

(9)

將式(7)和(9)所得高效結構結合在一起，便可導出全概率接收高效結構，如圖3a)所示。信號發(fā)射是接收的逆過程，推導過程相反，限于篇幅，在此不做公式推導，僅給出結構，如圖3b)所示。

圖2　帶重疊的信道劃分Fig.2　Channel division of spectrum aliasing

圖3　改進的數(shù)字信道化接收與發(fā)射高效結構Fig.3　Improved efficient architecture of channelized receiver and transmitter

1.2調制濾波器組設計

調制濾波器組技術發(fā)展已有近30年歷史，過去大多用于語音和圖像編碼[7]。近年來，隨著濾波器組理論的發(fā)展和數(shù)字器件性能的逐步提升，將調制濾波器組技術應用于雷達對抗領域的研究不斷增多。調制濾波器組的多相結構如圖4所示。圖中濾波器Hk(z)和Gk(z)分別被稱為分析濾波器組和綜合濾波器組。

圖4　M通道調制濾波器組Fig.4　M channel modulated filter banks

根據(jù)調制濾波器組的理論，只要分析、綜合濾波器的多相矩陣滿足G(z)H(z)=I (I為單位矩陣)，就滿足信號完全重構條件[8]。為設計出恰當?shù)姆治?、綜合濾波器，使系統(tǒng)達到重構條件，本文在設計時采用有限脈沖響應(finite impulse response,FIR)類型濾波器，并要求分析濾波器組和綜合濾波器組滿足：

hk(m)=h0(mM+k),k=0,…，M-1，

(10)

gk(m)=h0(mM-k),k=0,…，M-1.

(11)

為抑制非鄰接信道的頻譜混疊，并且使鄰接信道轉移函數(shù)功率盡量互補，本文采用平方根升余弦方式來優(yōu)化設計原型濾波器[9-10]。其基本思想是根據(jù)迭代算法求出最優(yōu)h0(n)，再通過窗函數(shù)使阻帶內具有最大衰減，而最優(yōu)的迭代算法根據(jù)以下公式求得：

htot(n)=h0(n)*h0(n),

(12)

bλ=(-1)λhtot(λM),

(13)

(14)

(15)

h0(n)=h0(n)+hcorr(n)·w(n)，

(16)

式中：htot(n)為原型濾波器系數(shù)在時域上的卷積；hcorr,λ(n) 為修正函數(shù)；w(n)為窗函數(shù)。

通常情況下，在一定的滾降系數(shù)下，經(jīng)過幾次迭代就能得到較理想的原型濾波器系數(shù)。最后，按照式(10)和(11)所示運算關系，對原型濾波器進行多相分解就能得到分析、綜合濾波器的系數(shù)，且分析、綜合濾波器的系數(shù)來自于同一原型濾波器，2組系數(shù)互為時域上的旋轉。圖5所示為本文設計濾波器的仿真結果。優(yōu)化后原型濾波器階數(shù)為256階，通道數(shù)為8，通帶為π/16，阻帶為π/8。從圖中可知，濾波器的阻帶衰減降到80 dB以下，能夠較好地抑制頻率混疊誤差。

圖5　濾波器設計仿真結果Fig.5　Simulation results of filter design

2　仿真實驗

為驗證改進方法的有效性，進行仿真實驗。輸入信號為實線性調頻信號，分別對寬帶信號重構能力、同時到達信號處理能力、多普勒調制能力進行測試。仿真時，信號脈沖寬度為40 μs，采樣率為2 GHz，接收和發(fā)射信道數(shù)各16個，每個通道帶寬為125 MHz、采樣率為250 MHz。仿真時不考慮信號在空間的傳播時間。由于輸入信號是實信號，頻譜存在對稱性，重構時只對一半接收信道的輸出進行處理。

2.1寬帶信號重構能力測試

設輸入信號中心頻率300 MHz，帶寬400 MHz，占用5個相鄰信道，接收機下變頻后的輸出時域波形和信號重構前后頻譜對比如圖6所示。

從圖6a)可以看出，通過信道接收機后，輸入信號被下變頻至基帶，且鏡像對稱，符合實信號特點。由于輸入信號帶寬大于各子信道的帶寬，下變頻輸出信號落入5個相鄰信道，與理論分析相一致。從圖6b)信號重構前后的頻譜上看，信號的輸出與輸入譜寬一致，驗證了改進的方法對跨信道信號具有良好的重構能力。

圖6　寬帶信號重構能力測試輸出Fig.6　Reconfiguration capability testing output of wideband signals

2.2同時到達信號處理能力測試

測試時將時域上重合的3個線性調頻信號輸入改進的信道化接收機，它們中頻分別為125，250和750 MHz，對應的帶寬分別為60，80和100 MHz，通過觀察3個信號是否從相應的信道輸出檢驗該DRFM系統(tǒng)對同時到達信號的檢測能力。

從圖7可以看出，分析濾波輸出信號分別落入2，3，7 3個信道，與中心頻率ωk=2kπ/M的理論分析相符，綜合后輸出信號頻譜與輸入一致。表明信號經(jīng)過該系統(tǒng)后能夠精確重構，具備檢測同時到達信號的能力。

2.3速度欺騙干擾能力測試

3　基于Sysgen的硬件設計與仿真

Matlab只能做算法級仿真，要驗證設計的正確性，還需要在Modelsim中進行系統(tǒng)級仿真。本文選用SysGen工具進行了硬件設計。SysGen[11-12]是Xilinx公司與Mathworks公司聯(lián)合開發(fā)的用于數(shù)字信號處理的系統(tǒng)級開發(fā)工具[13]，其以可視化的形式嵌入在Matlab/Simulink中，設計者在不了解HDL硬件描述語言的情況下也可以實現(xiàn)硬件系統(tǒng)的設計，從而幫助設計者將更多的精力集中在算法的開發(fā)上。從圖3可以看出，本文設計的重點是對調制濾波器組和IDFT模塊進行設計。設計時，分析、綜合濾波器組為FIR類型，使用直接型結構，調用庫中的單級延遲模塊對輸入信號進行逐級延遲，然后對延遲輸出的信號乘以響應系數(shù)，再對各級輸出求和實現(xiàn)濾波的功能。IDFT模塊設計時考慮到通道數(shù)是2的n次方，因此采用基二算法[14-15]，運用這種并行運算的方法可以極大地節(jié)約硬件資源。又由于SysGen中沒有蝶形運算單元以及不支持復數(shù)的加減法運算而給IDFT模塊設計帶來困難。因此，首先使用mcode模塊將編寫的復數(shù)加減法函數(shù)導入，構造復數(shù)加減法模塊，再針對實際需要設計了蝶形運算單元，并按照基二算法進行模型搭建。完成主要模塊設計后，按照圖3所示結構將系統(tǒng)進行級聯(lián)，確保無誤后將設計轉化為VHDL語言在Modelsim中進行仿真。測試信號為線性調頻信號，參數(shù)設置與2.1中一致，圖9示出了信道化接收機輸出結果，從上至下分別為信道3～7。仿真結果與在Matlab中得到的完全一致，只是幅度上有所差異，這是由FIR濾波器系數(shù)量化取整引起的，證明了硬件設計的正確性，也說明了改進方法的有效性。

圖7　同時到達信號重構能力測試輸出Fig.7　Reconfiguration capability testing output of simultaneous signals

圖8　輸入信號與附加多普勒調制輸出信號時域波形對比Fig.8　Time-domain waveform comparison between input and output with Doppler modulation

圖9　寬帶信號下變頻后在Modelsim中的仿真輸出Fig.9　Simulation results in Modelsim of down-converted wideband signal

4　結束語

本文針對戰(zhàn)場復雜電磁態(tài)勢，提出了一種改進DRFM系統(tǒng)設計方法。與已有的信道化設計方法相比，新方法不僅保持了結構簡單、易于實現(xiàn)和資源利用少的優(yōu)點，同時新方法將調制濾波器組技術引入到DRFM系統(tǒng)設計中，在只設計一組濾波器的基礎上實現(xiàn)了信號的精確重構，而且當信號變化時，系統(tǒng)結構也無需改變分析和綜合濾波過程，真正實現(xiàn)了對信號的寬帶接收，寬帶處理。通過仿真，驗證了新方法能夠兼顧大帶寬信號和同時到達信號的處理，具有實際運用的價值。

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A Novel Design Methodology of DRFM System Based on Digital Channelization

ZHANG Feng1, GAO Yu-liang1, LIU Xiao1,ZHU Yi2

(1. Air Force Early Warning Academy,Hubei Wuhan 430019,China;2. PLA,No.95438 Troop,Sichuan Chengdu 610100,China)

Based on the current battlefield electromagnetic environment of electronic counter measures(ECM) system, a new digital radio frequency memory(DRFM) design methodology, which integrates the technique of modulated filter banks and the structure of digital channelization, is proposed. Aiming at overcoming the shortcoming of the traditional DRFM design methodologies, the methodology has improved the structure of the digital channelized receiver and Transmitter to construct a non-blindness channel division structure. Meanwhile, the methodology inducts the technique of modulated filter banks. The novel methodology has the characteristic of large-bandwidth, the entire probability interception capability and the ability of processing synchronous signals. The simulations results coincide with the theory analysis, which shows that the methodology is correct and convenient for hardware implementation, providing a new way for designing a universal DRFM.

digital radio frequency memory(DRFM); digital channelization; modulated filter bank; overlap factor; cover factor;SysGen

2015-09-06；

2015-10-22

張鋒(1983-)，男，四川綿陽人。碩士生，研究方向為電子對抗信息處理。

通信地址：712000陜西咸陽秦都區(qū)西蘭路高干渠路西口五號E-mail：452213471@qq.com

10.3969/j.issn.1009-086x.2016.04.022

TN911.72;TN713

A

1009-086X(2016)-04-0136-08