高升壓增益軟開關(guān)DC-DC變換器

周　翔　許建平　陳章勇

（西南交通大學(xué)磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室　成都　610031）

高升壓增益軟開關(guān)DC-DC變換器

周翔許建平陳章勇

（西南交通大學(xué)磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室成都610031）

在軟開關(guān) Boost變換器基礎(chǔ)上，通過引入 Flyback單元，提出了一種高升壓增益軟開關(guān)DC-DC變換器，進(jìn)一步提高了變換器的電壓增益，避免了高占空比，減小了開關(guān)管電壓應(yīng)力。因此，可選取低電壓等級(jí)低導(dǎo)通電阻MOSFET以降低變換器的成本，提高變換器的效率。在開關(guān)管關(guān)斷期間，漏感能量向負(fù)載傳遞，有效利用了漏感能量，且無需額外的吸收電路。此外，變換器實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓（ZVS）導(dǎo)通和二極管的零電流（ZCS）關(guān)斷，進(jìn)而消除了開關(guān)管的開通損耗和二極管的反向恢復(fù)損耗。研究了高升壓增益軟開關(guān) DC-DC變換器電路的工作特性和占空比丟失的主要原因，分析了該變換器的元器件應(yīng)力及電路損耗。設(shè)計(jì)了一臺(tái)160W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

Boost-Flyback變換器高增益軟開關(guān)耦合變壓器DC-DC變換器

0　引言

在能源危機(jī)和環(huán)境保護(hù)壓力下，太陽能、風(fēng)能等清潔能源已經(jīng)成為重要的新能源［1］。光伏組件的輸出電壓一般不超過50V，為實(shí)現(xiàn)光伏能源的并網(wǎng)，需要將光伏組件的輸出電壓升壓到380～400V的直流母線電壓。因此，高增益、高效率 DC-DC變換器越來越受到國內(nèi)外研究學(xué)者的關(guān)注。

傳統(tǒng) Boost變換器工作于高占空比時(shí)可以獲得高電壓增益，但卻導(dǎo)致功率變換效率的降低。此外，Boost變換器的開關(guān)管電壓應(yīng)力為輸出電壓，輸出電壓較高時(shí)，開關(guān)管的電壓應(yīng)力較大。文獻(xiàn)［2］提出基于自舉電路單元的 Boost變換器，實(shí)現(xiàn)了高升壓增益，但電路復(fù)雜，元器件數(shù)量較多。在文獻(xiàn)［3］研究工作基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)［4］結(jié)合Flyback變換器，在耦合變壓器一次側(cè)引入自舉升壓結(jié)構(gòu)，提出一種高升壓增益變換器，當(dāng)自舉升壓單元工作于電感電流斷續(xù)模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）時(shí)，F(xiàn)lyback單元工作于電感電流連續(xù)模式（Continuous Conduction Mode，CCM）時(shí)，變換器獲得高電壓增益。文獻(xiàn)［5］提出基于倍壓單元的Boost變換器，實(shí)現(xiàn)更高的電壓增益。為了減小輸入電流和輸出電壓的紋波，文獻(xiàn)［6，7］分別提出了基于開關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)的交錯(cuò)并聯(lián)高升壓增益Boost變換器和基于開關(guān)電容的單開關(guān)升壓變換器，實(shí)現(xiàn)了變換器的高升壓增益。此外，文獻(xiàn)［8-14］提出了基于耦合變壓器的高升壓增益變換器，耦合變壓器存在的漏感通常會(huì)導(dǎo)致開關(guān)管兩端產(chǎn)生較大的電壓尖峰，增大開關(guān)器件的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)［8-10］提出的無源吸收電路有效抑制了電壓尖峰，并回收了漏感能量，改善了變換器的性能。文獻(xiàn)［11-13］在Boost-Flyback變換器結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，通過增加耦合變壓器單元，進(jìn)一步提高了變換器的電壓增益，減小了開關(guān)管的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)［14］利用倍壓單元、一個(gè)三繞組耦合變壓器以及一個(gè)開關(guān)管，實(shí)現(xiàn)變換器的高升壓增益，鉗位并降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，提高了變換器效率。

文獻(xiàn)［15］闡述了基于耦合變壓器的非隔離交錯(cuò)并聯(lián)高升壓增益變換器電路及其演變過程，該變換器在獲得高升壓增益的同時(shí)，可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的（Zero Voltage Switch， ZVS）導(dǎo)通，從而提升了變換器的效率。文獻(xiàn)［16］在Boost- Flyback變換器基礎(chǔ)上增加輔助電路，減小了輸入電流紋波，并通過諧振電路實(shí)現(xiàn)了二極管的（Zero Current Switch， ZCS）關(guān)斷。文獻(xiàn)［17］提出了一種高升壓增益軟開關(guān) Boost變換器，通過增加簡單的輔助電路實(shí)現(xiàn)了全部開關(guān)管的ZVS導(dǎo)通和二極管的ZCS關(guān)斷。文獻(xiàn)［18］對(duì)文獻(xiàn)［17］的輔助電路參數(shù)進(jìn)行改進(jìn)，實(shí)現(xiàn)了諧振軟開關(guān)，降低了開關(guān)管關(guān)斷損耗，但其對(duì)負(fù)載變化比較敏感。

本文在文獻(xiàn)［9，10］提出的Boost-Flyback變換器和文獻(xiàn)［17］提出的軟開關(guān)變換器基礎(chǔ)上，提出了一種新型高升壓增益軟開關(guān)變換器。Boost升壓單元與 Flyback升壓單元的輸入并聯(lián)、輸出串聯(lián)，提高了變換器的電壓增益，Boost升壓單元與Flyback升壓單元共用輸入電感。在開關(guān)管關(guān)斷期間，漏感上的能量向負(fù)載傳輸，實(shí)現(xiàn)了變壓器漏感能量的回收，降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，提高了變換器的效率。

1　高升壓增益軟開關(guān)DC-DC變換器

1.1變換器電路結(jié)構(gòu)

圖1所示為本文提出的高升壓增益軟開關(guān)DCDC變換器電路，其中，開關(guān)管S2代替了傳統(tǒng)Boost變換器的二極管，開關(guān)管S2與開關(guān)管S1互補(bǔ)導(dǎo)通，預(yù)留一定的死區(qū)時(shí)間以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S1和S2的 ZVS導(dǎo)通。耦合變壓器一次側(cè)勵(lì)磁電感 Lm、開關(guān)管 S1和S2以及電容C4構(gòu)成Boost升壓單元。電容C1、電感 L2以及二極管 VD1和 VD2構(gòu)成軟開關(guān)輔助電路單元，并與開關(guān)管S2、電容C3形成了等效Boost升壓單元；在開關(guān)管S1導(dǎo)通期間，電源給等效Boost升壓單元和 Boost升壓單元共用的輸入電感 Lm充電，在開關(guān)管S2導(dǎo)通期間，流入開關(guān)管S1和S2節(jié)點(diǎn)的電流 ip分別流經(jīng)等效 Boost升壓單元和 Boost升壓單元，給電容C3和C4充電；由于電感電流iL2不能突變，造成了一定的占空比損耗，因此需考慮占空比損耗對(duì)等效 Boost升壓單元的電壓增益的影響。變壓器、二極管VD3和電容C2構(gòu)成Flyback升壓單元。耦合變壓器一次側(cè)漏感上的能量可以通過等效Boost升壓單元和Boost升壓單元傳輸給負(fù)載，漏感能量得到充分利用，提高了變換器的效率，并消除了開關(guān)器件上較大的關(guān)斷電壓尖峰。

圖1　高升壓增益軟開關(guān)變換器電路Fig.1　Circuit configuration of the proposed converter

為了方便分析，做如下假設(shè)：

（1）電路工作于穩(wěn)態(tài)。

（2）電容C1～C4的容值較大，其電壓可近似為恒壓。

（3）輸入電感L1由耦合變壓器的一次側(cè)勵(lì)磁電感Lm構(gòu)成，即L1=Lm。

（4）開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于電感 L2與電容 C1的諧振頻率。

（5）除考慮開關(guān)管 S1和 S2的寄生電容和體二極管之外，變換器電路中其他元器件均為理想元器件。

1.2工作模態(tài)分析

圖2為變換器主要工作波形，其中D為開關(guān)管S1的導(dǎo)通占空比，T為開關(guān)周期。定義DdT為開關(guān)管 S1導(dǎo)通前和關(guān)斷后的死區(qū)時(shí)間，M1T為開關(guān)管S1導(dǎo)通后，電感電流iL2減小到零的時(shí)間，M2T為開關(guān)管S2導(dǎo)通后，電感電流iL2上升到零的時(shí)間。K1T為開關(guān)管S2關(guān)斷后，電感電流iL2減小到零的時(shí)間，K2T為開關(guān)管S1關(guān)斷后，電感電流iL2增大到零的時(shí)間。在圖 2中，K1=Dd+M1，K2=Dd+M2。定義耦合變壓器匝比N=n2∶n1。

圖2　變換器的關(guān)鍵工作波形Fig.2　Key operating waveforms of the proposed converter

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，變換器有7個(gè)工作模態(tài)，如圖3所示。

圖3　不同工作模態(tài)等效電路Fig.3　Equivalent circuits in different modes

模態(tài)1［t0～t1］：在t0時(shí)刻，開關(guān)管S1寄生電容上的電荷被全部抽走，開關(guān)管S1兩端電壓為零，在此時(shí)刻使開關(guān)管S1導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S1的ZVS導(dǎo)通。在工作模態(tài)1，電源給電感L1充電，iL1增大，iL2減小，二極管 VD3關(guān)斷，iL1等于流入開關(guān)管 S1和 S2節(jié)點(diǎn)的電流ip。開關(guān)管S1上的電流iS1為 ip和iL2之差。t1時(shí)刻，電感電流 iL2下降至零，二極管VD2關(guān)斷，VD1導(dǎo)通，工作模態(tài)1結(jié)束。

模態(tài)2［t1～t2］：t1時(shí)刻，電感電流iL2下降到零，實(shí)現(xiàn)了二極管VD2的ZCS關(guān)斷，VD1導(dǎo)通。在工作模態(tài)2，電源繼續(xù)給電感L1充電，iL1增大，iL2減小，二極管 VD3關(guān)斷，iL1=ip，ip的變化率同工作模態(tài) 1相同。t2時(shí)刻，開關(guān)管 S1導(dǎo)通時(shí)間為 DT，當(dāng)開關(guān)管S1關(guān)斷時(shí)，工作模態(tài)2結(jié)束。

模態(tài) 3［t2～t3］：t2時(shí)刻，開關(guān)管 S1關(guān)斷，進(jìn)入死區(qū)時(shí)間。在工作模態(tài) 3，二極管 VD1導(dǎo)通，VD2關(guān)斷，VD3導(dǎo)通，電感 L1兩端的電壓被電容電壓VC2鉗位，電感電流 iL1一部分通過變壓器從二極管VD3流走，給電容 C2充電，另一部分為電流 ip。ip和 iL2之差給開關(guān)管 S1的寄生電容充電，使開關(guān)管S1的寄生電容電壓等于VC4，同時(shí)ip和iL2之差將開關(guān)管S2的寄生電容上的電荷全部抽走，iL1和ip減小，iVD3和iL2增大。t3時(shí)刻，開關(guān)管S2兩端電壓減小到零，工作模態(tài)3結(jié)束。

模態(tài) 4［t3～t4］：t3時(shí)刻，開關(guān)管 S2兩端電壓為零時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管 S2的 ZVS導(dǎo)通。在工作模態(tài) 4，電流 iVD3給電容 C2充電，電流 ip給電感 L2和電容C4充電，漏感Lk上的能量傳輸?shù)诫姼蠰2和電容C4上，回收了漏感能量，降低了開關(guān)管的關(guān)斷電壓尖峰。iL1和 ip減小，iVD3和 iL2增大，二極管VD1導(dǎo)通，VD2關(guān)斷，VD3導(dǎo)通。電流ip、iVD3和iL2的變化率和工作模態(tài)3相同。t4時(shí)刻電感電流iL2增大到零，工作模態(tài)4結(jié)束。

模態(tài) 5［t4～t5］：t4時(shí)刻，即 iL2增大到零時(shí)，二極管 VD1實(shí)現(xiàn)了 ZCS關(guān)斷，VD2開始導(dǎo)通，VD3繼續(xù)導(dǎo)通。在工作模態(tài)5，電流iVD3給電容C2充電，電流ip分別通過電感L2和開關(guān)管S2給電容C3和C4充電。ip減小，iVD3和iL2增大，iVD3變化率與模態(tài)3相同，iL2變化率為

t5時(shí)刻，流入開關(guān)管S1和S2節(jié)點(diǎn)的電流ip減小到與 iL2相等，即開關(guān)管 S2的電流減小到零時(shí)，工作模態(tài)5結(jié)束。

模態(tài)6［t5～t6］：t5時(shí)刻，ip減小到等于iL2，流過開關(guān)管 S2的電流 iS2開始反向。在工作模態(tài)6中，二極管VD1關(guān)斷，VD2和VD3導(dǎo)通，電流iVD3繼續(xù)給電容C2充電，電流ip給電容C3充電。iL1和ip減小，iVD3和 iL2增大，其變化率與模態(tài) 5相同。t6時(shí)刻，開關(guān)管S2導(dǎo)通（1-D-2Dd）T后，開關(guān)管S2關(guān)斷，工作模態(tài)6結(jié)束。

模態(tài) 7［t6～t7］：t6時(shí)刻，開關(guān)管 S2關(guān)斷后，電流 ip和 iL2之差給開關(guān)管 S2的寄生電容充電，使開關(guān)管S2的寄生電容電壓等于VC4，同時(shí)抽走開關(guān)管S1寄生電容的電荷，從而使開關(guān)管S1兩端電壓在t7時(shí)刻減小到零。在工作模態(tài)7，電感電流iL1開始增大，iL2減小，二極管VD1關(guān)斷，VD2導(dǎo)通，VD3關(guān)斷，iVD3=0，iL1=ip。電流ip和iL2的變化率與工作模態(tài)1相同。在t7時(shí)刻使開關(guān)管S1導(dǎo)通，工作模態(tài)7結(jié)束。至此一個(gè)工作周期完成，進(jìn)入下一個(gè)工作周期。

2　工作特性

2.1電壓增益

高升壓增益軟開關(guān)變換器的輸出電壓由三部分組成：①變壓器、二極管 VD3和電容 C2構(gòu)成的Flyback升壓單元；②電感 L1、開關(guān)管 S2、輔助電路單元 C1和 L2、二極管 VD1和 VD2以及電容 C3構(gòu)成的等效Boost升壓單元；③電感L1、開關(guān)管S1和 S2以及電容 C4構(gòu)成的一個(gè) Boost升壓單元。它們通過輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)，實(shí)現(xiàn)高增益功能。

由電感L2的伏秒平衡可得

變壓器、二極管VD3和電容C2構(gòu)成的Flyback升壓單元的輸出電壓可表示為

對(duì)于電感 L1和 L2、開關(guān)管 S2、電容 C1和 C3以及二極管VD2構(gòu)成的等效Boost升壓單元，在工作模態(tài)3和工作模態(tài)4，開關(guān)管S1斷開，電感電流iL2繼續(xù)反向流動(dòng)K2T時(shí)間，造成了占空比損失；在工作模態(tài)7和工作模態(tài)1，開關(guān)管S2斷開時(shí)，電感電流iL2繼續(xù)正向流動(dòng)K1T時(shí)間，給輸出電容充電，使占空比增加了K1。因此其等效占空比為

結(jié)合圖2，可得電容C3的電壓為

由電容C1的電荷平衡可知，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流入電容C1的凈電荷為零，即在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電容C1輔助電路對(duì)電感L1、開關(guān)管S1和S2以及電容C4構(gòu)成的 Boost升壓單元無影響。由此可得 Boost升壓單元的輸出電壓為

則該變換器的電壓增益為

圖 4為本文提出的變換器與 Boost變換器、Boost-Flyback變換器、文獻(xiàn)［17］提出的變換器的電壓增益隨占空比變化的對(duì)比，其中耦合變壓器單元的匝比N均為2，由圖4可知，本文提出的電路實(shí)現(xiàn)了更高的電壓增益。

圖4　電壓增益的比較Fig.4　Comparison of voltage gain

與傳統(tǒng)Boost變換器相比，為了獲得較高的電壓增益，本文提出的變換器不需要工作在高占空比，降低了開關(guān)器件的應(yīng)力，提高了變換器效率。與文獻(xiàn)［9，10］提出的Boost-Flyback變換器相比，本文提出的變換器僅增加一個(gè)開關(guān)管、一個(gè)二極管、一個(gè)小電感和一個(gè)電容構(gòu)成的輔助電路單元，即可在實(shí)現(xiàn)變換器開關(guān)器件軟開關(guān)的同時(shí)，形成了一個(gè)等效Boost升壓單元，提升了電路的電壓增益。與文獻(xiàn)［17］提出的變換器相比，本文提出的變換器通過與Flyback升壓單元的輸出電容串聯(lián)，進(jìn)一步提升了電路的電壓增益。

2.2元器件應(yīng)力

表1為本文提出的變換器與Boost-Flyback變換器以及文獻(xiàn)［17］提出的變換器的電路元器件應(yīng)力對(duì)比。

表1　工作特性對(duì)比分析Tab.1　Comparative analysis of operating characteristics

由表1可知，本文研究的變換器提高了電壓增益，降低了電路元器件的電壓和電流應(yīng)力。若耦合變壓器匝比N增大，將增大二極管VD3的電壓應(yīng)力。Flyback升壓單元與兩個(gè)Boost升壓單元的輸出電壓分配對(duì)變換器的效率也有影響［19］，因此對(duì)N的選取要權(quán)衡考慮。

2.3占空比丟失

根據(jù)電感 L2的伏秒平衡以及電容 C1的電荷平衡所求得式（8）可知，當(dāng) K2＞K1時(shí)為占空比損失。通過適當(dāng)選取M1和M2的值，對(duì)電路參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，可以降低占空比損失。

由圖2知，電感 L2的電流最小值iL2，min和最大值iL2，max滿足以下關(guān)系

將式（8）、式（10）～式（12）代入式（14），得到M1和M2的關(guān)系為

式中

變換器的開關(guān)頻率fs、占空比D、死區(qū)時(shí)間Dd、輸入電壓Vs以及電感L2均對(duì)K1T和K2T有影響，通過調(diào)整電路參數(shù)可以減小占空比損失

2.4軟開關(guān)條件

在本文提出的變換器中，設(shè)計(jì)電路參數(shù)的關(guān)鍵是實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S1和S2的ZVS導(dǎo)通和二極管VD1和VD2的ZCS關(guān)斷。

由圖 2知，流入開關(guān)管 S1和 S2節(jié)點(diǎn)的電流 ip的紋波分量為

由式（17）可知，電流ip的最大值ip，max以及最小值ip，min為

由工作模態(tài)3和工作模態(tài)7可知，為了實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS導(dǎo)通，必須全部抽走開關(guān)管S1和S2的寄生電容的電荷。設(shè)開關(guān)管 S1和 S2的寄生電容儲(chǔ)存的能量之和為Ecos，則實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S1的ZVS導(dǎo)通條件為：iL2最大時(shí)電感L2所儲(chǔ)存的能量與ip最小時(shí)電感L1+Lk所儲(chǔ)存的能量之差大于Ecos；實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S2的ZVS導(dǎo)通的條件為：ip最大時(shí)電感L1+Lk所儲(chǔ)存的能量與 iL2最小時(shí)電感 L2所儲(chǔ)存的能量之和大于Ecos［17］。

由上面分析可知，開關(guān)管 S2的 ZVS導(dǎo)通條件很容易滿足，但若電感 L2較小、電感 L1較大或者電路輕載時(shí)，開關(guān)管 S1的 ZVS導(dǎo)通條件可能不滿足。增大電感L2，有利于開關(guān)管S1的ZVS導(dǎo)通，但增大了占空比損失在其他電路參數(shù)不變，增大電感 L2會(huì)減小的值，由式（20）和式（21）可知，這會(huì)減小開關(guān)管 S1和S2關(guān)斷時(shí)的電流，從而減小開關(guān)管關(guān)斷損耗。

由圖2可得開關(guān)管S1和S2關(guān)斷時(shí)的電流iS1，turn-off和 iS2，turn-off為

因此，在本文提出的變換器中，電感L1、L2的值，特別是電感L2的值，要從以上幾方面權(quán)衡考慮，選取適當(dāng)?shù)膮?shù)，以滿足電路的各項(xiàng)性能。

2.5開關(guān)器件損耗對(duì)比

與Boost-Flyback變換器相比，本文提出的變換器實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的ZVS導(dǎo)通和二極管的ZCS關(guān)斷，降低了開關(guān)管的開關(guān)損耗。并且由于本文提出的變換器有較高的升壓增益，因此在相同的輸入、輸出電壓情況下，可工作于較小的占空比以及較小的變壓器匝比N，降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力和導(dǎo)通損耗，提高了變換器的效率。

由文獻(xiàn)［19］可知，本文提出的變換器中Flyback升壓單元輸出電壓等于兩個(gè)Boost升壓單元輸出電壓之和時(shí)，變換器具有較高的效率。

圖5為本文提出的變換器與Boost-Flyback變換器的開關(guān)器件損耗仿真對(duì)比分析。由圖5可知，由于本文提出的變換器的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS導(dǎo)通，大大降低了損耗。但由于開關(guān)管S1的關(guān)斷電流比開關(guān)管 S2的關(guān)斷電流大，因此開關(guān)管 S1的關(guān)斷損耗所占比例很大，可通過一些方法［18］降低開關(guān)管S1的關(guān)斷損耗，進(jìn)一步提高變換器的效率。由于 Boost變換器單元中的二極管實(shí)現(xiàn)了ZCS關(guān)斷，損耗降低。在相同輸入、輸出電壓時(shí)，降低本文提出的變換器的耦合變壓器匝比 N，可以降低 Flyback升壓單元二極管的電壓應(yīng)力，減小損耗。

圖5　開關(guān)器件損耗的對(duì)比分析Fig.5　Comparative analysis of the switching device loss

3　實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證理論分析結(jié)果，設(shè)計(jì)了一臺(tái)160W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)電路參數(shù)為：開關(guān)頻率f=100kHz；耦合變壓器匝比 N=52∶13=4∶1，勵(lì)磁電感 Lm=L1= 51μH，一次側(cè)漏感 Lk=3.3μH；電感 L2=7.8μH，電容 C1=220μF，二極管 VD1、VD2和 VD3型號(hào)為MUR1660（600V，16A）；開關(guān)管 S1和 S2型號(hào)為P23NM60N（600V，23A）；輸出電容 C2=C3=C4= 220μF。

圖 6所示為變換器的主要實(shí)驗(yàn)波形。由圖 6a可見開關(guān)管S1和S2均實(shí)現(xiàn)了ZVS導(dǎo)通，并且承受較小的電壓應(yīng)力。由圖6b可見二極管VD1和VD2均實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷，并且承受較小的電壓應(yīng)力。由圖6c、圖6d可見電路主要波形與圖2分析基本一致。變換器工作在較小占空比時(shí)，輸出電壓為 200V，實(shí)現(xiàn)了9倍電壓增益，在80W負(fù)載時(shí)，最高效率達(dá)到93.5%。

圖6　實(shí)驗(yàn)波形Fig.6　Experimental waveforms

圖7　變換器效率對(duì)比Fig.7　Comparison of converter efficiency

如圖7所示為本文提出的變換器與Boost-Flyback變換器的效率［9］隨負(fù)載變化對(duì)比結(jié)果。在輕載工作時(shí)，由于本文提出的變換器不滿足軟開關(guān)工作條件，效率較低。在滿足軟開關(guān)工作條件時(shí)，本文提出的變換器的效率高于Boost-Flyback變換器的效率。

4　結(jié)論

通過理論分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，本文提出的高升壓增益軟開關(guān)變換器具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1）主電路的輸入電感利用了耦合變壓器的勵(lì)磁電感，在開關(guān)管關(guān)斷期間，漏感上的能量分別經(jīng)由Boost升壓單元和等效Boost升壓單元向負(fù)載傳輸，回收了耦合變壓器的一次側(cè)漏感上的能量。提高了變換器的效率，降低了開關(guān)管上的電壓尖峰。

2）當(dāng)滿足變換器的開關(guān)器件的軟開關(guān)條件時(shí)，能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管S1和S2的ZVS導(dǎo)通，二極管VD1和VD2的ZCS關(guān)斷，降低了開關(guān)器件的功率損耗。

3）變換器采取輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)的方式，極大地提高了變換器的電壓增益。開關(guān)管 S1和 S2的電壓應(yīng)力為電容電壓 VC4，電壓應(yīng)力較低，同時(shí)二極管VD1和VD2的電壓應(yīng)力為電容電壓VC3，電壓應(yīng)力較低。

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周翔男1991年生，博士研究生，主要研究方向?yàn)楦咴鲆孀儞Q器的軟開關(guān)技術(shù)。

E-mail： pecel_zhouxiang@163.com（通信作者）

許建平男1963年生，教授，博士生導(dǎo)師，主要研究方向?yàn)殚_關(guān)變換器的控制方法、低電壓大電流電路拓?fù)浼翱刂撇呗匝芯?、電源管理技術(shù)及功率因數(shù)校正技術(shù)等。

E-mail： jpxu-swjtu@163.com

Soft-Switched DC-DC Converter with High Voltage Gain

Zhou XiangXu JianpingChen Zhangyong
（Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev VehicleMinistry of Education Southwest Jiaotong UniversityChengdu610031China）

Based on soft-switched boost converter， a soft-switched DC-DC converter with high voltage gain is proposed by introducing a Flyback-cell with coupled inductor. The proposed converter achieves high voltage gain， reduces switch stress， and recycles the energy stored in the transformer leakage inductor. Thus the proposed converter improves the efficiency of converter and reduces the cost by using low voltage stress MOSFET. Zero voltage switch （ZVS） turn-on of switches and the zero current switch （ZCS） turn-off of diodes are achieved， which improve the efficiency of the converter. The operating characteristics of converter， the duty ratio loss of converter， and the stress of switching devices are analyzed in this paper. Experimental results of a 160W prototype verify the analysis results of the proposed converter.

Boost-Flyback converter， high gain， soft-switching， coupled transformer， DC-DC converter

TM46

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51177140、61371033）。

2014-06-30改稿日期 2014-07-21