單饋等功分周視壓縮波導(dǎo)縫隙天線

王　震，張　珂，王大鵬，徐利平

(西安機電信息技術(shù)研究所，陜西 西安 710065)

?

單饋等功分周視壓縮波導(dǎo)縫隙天線

王震，張珂，王大鵬，徐利平

(西安機電信息技術(shù)研究所，陜西 西安 710065)

針對無線電引信波導(dǎo)縫隙天線和饋電網(wǎng)絡(luò)不滿足小型化、一體化設(shè)計的問題，提出單饋等功分周視壓縮波導(dǎo)縫隙天線。該天線由壓縮波導(dǎo)縫隙陣列和E-T波導(dǎo)分支構(gòu)成，諧振式工作，采用單饋輸入等功率分配及雙輻射陣元面，實現(xiàn)功分網(wǎng)絡(luò)與天線一體化；通過對E-T波導(dǎo)分支增加尖劈結(jié)構(gòu)改進，兩天線間隔離度提高4 dB。經(jīng)Taylor綜合法優(yōu)化縫隙分布，優(yōu)化后較均勻分布主副瓣比提高4.5 dB。實測結(jié)果表明該天線最大增益13.05 dB、H面寬度23°、E面最大零深寬度≤10°，與仿真結(jié)果基本一致。

波導(dǎo)縫隙天線；壓縮波導(dǎo)；等功分；周向探測

0　引言

波導(dǎo)縫隙饋電的縫隙天線自第二次世界大戰(zhàn)以后有很大發(fā)展，它廣泛應(yīng)用于地面、艦載、機載、導(dǎo)航、氣象、信標和彈載雷達等領(lǐng)域。相比于其他種類天線，其具有承受功率高、平面結(jié)構(gòu)、機械強度高、效率高、低副瓣等特點[1]；隨著對雷達抗干擾要求提高、脈沖多普勒可視雷達的發(fā)展、大功率脈沖無線電引信需求增加，要求天線應(yīng)具有高承受功率、低副瓣等性能，波導(dǎo)縫隙天線成為優(yōu)選形式；相關(guān)資料顯示俄羅斯“R-73”及美國“霍克”導(dǎo)彈的無線電引信均采用波導(dǎo)縫隙天線。

目前現(xiàn)有引信用波導(dǎo)縫隙天線一般沿彈體對稱安裝，每個天線獨立設(shè)計并單獨饋電，因此發(fā)射機能量饋入兩天線需要經(jīng)過波導(dǎo)同軸轉(zhuǎn)換、同軸功分、同軸線傳輸?shù)冗^程，轉(zhuǎn)換過程中容易產(chǎn)生高次模和增加損耗，相位和幅度的一致性也難以保證，同時由于多次波同轉(zhuǎn)換使天線系統(tǒng)過于復(fù)雜，降低了系統(tǒng)可靠性和增加體積?；谝陨显?，本文提出單饋等功分周視壓縮波導(dǎo)縫隙天線。

1　壓縮波導(dǎo)縫隙的電導(dǎo)

波導(dǎo)是縫隙天線的良好傳輸線和饋電線，自身結(jié)構(gòu)封閉，雖然波導(dǎo)內(nèi)阻抗不恒定，但其高阻抗值與半波縫隙高阻抗特性易于匹配[2]。矩形波導(dǎo)內(nèi)電磁場主要以最低階模TE10模傳輸，當波導(dǎo)寬邊存在縱向縫隙時，縫隙切斷波導(dǎo)壁上的電流，波導(dǎo)內(nèi)的場激勵該縫隙，縫隙成為波導(dǎo)傳輸線上的負載，向外輻射能量。

矩形波導(dǎo)內(nèi)的TE10模式場如解析式(1)描述[3]：

因為波在波導(dǎo)中電磁交變傳輸，波導(dǎo)波長λg，對于天線設(shè)計非常重要。

波導(dǎo)內(nèi)波長：

(2)

電磁波沿波導(dǎo)傳輸過程中TE10模電流分布如圖1所示；當寬邊縱向開縫時，引起縱向電流的突變，等效為波導(dǎo)傳輸線上的并聯(lián)導(dǎo)納，如圖2所示。

圖1　矩形波導(dǎo)TE10模內(nèi)表面電流分布Fig.1　The current distribution on internal surface in TE10 model of rectangular waveguide

圖2　縱向縫隙并聯(lián)電導(dǎo)等效模型Fig.2　The shunt conductance equivalent model of vertical gap

AF.Stevenson利用互易定理推導(dǎo)出縫隙前后向散射場，并利用波導(dǎo)中功率平衡方程計算縫隙的等效電導(dǎo)或電阻[4]。文獻[5]中描述的波導(dǎo)中的功率關(guān)系和對偶原理推導(dǎo)縱向縫隙電導(dǎo)，其理論模型建立在縫隙為理想窄縫隙條件下，波導(dǎo)為理想導(dǎo)體且忽略壁厚。經(jīng)過推導(dǎo)得到縱向縫隙的等效模型歸一化電導(dǎo)為：

(3)

壓縮波導(dǎo)為在標準矩形波導(dǎo)基礎(chǔ)上對其窄邊b寬度進行縮減，以縮小天線體積，適合于低剖面環(huán)境下使用。根據(jù)公式(1)、(2)、(3)分析，壓縮波導(dǎo)與矩形波導(dǎo)的波導(dǎo)波長λg相同，但歸一化等效電導(dǎo)由于b值減少而變大，因此壓縮波導(dǎo)縫隙天線縫隙分布較標準波導(dǎo)天線靠近寬邊中心線；同時由于窄邊b被壓縮，波導(dǎo)內(nèi)TE10模電場擊穿強度降低，波導(dǎo)功率容限下降，天線設(shè)計中應(yīng)考慮最高承受功率。

2　單饋等功分周視波導(dǎo)縫隙天線

單饋等功分周視波導(dǎo)縫隙天線由尖劈等功分E-T波導(dǎo)分支網(wǎng)絡(luò)和雙波導(dǎo)縫隙天線陣面組成。為進一步縮減天線體積，采用壓縮波導(dǎo)內(nèi)腔尺寸為22.86mm×5mm，較標準波導(dǎo)BJ100的尺寸22.86mm×10.16mm縮小1倍。為分析整體天線性能，建立雙陣元面和E-T波導(dǎo)分支節(jié)的一體化天線模型，并對其進行有限元網(wǎng)格劃分。

2.1尖劈等功分E-T波導(dǎo)分支網(wǎng)絡(luò)

為實現(xiàn)沿彈體的周向探測，天線兩陣元面對稱安裝于彈壁兩側(cè)，同時為保證周向探測的覆蓋性，天線兩陣元面饋電功率應(yīng)相同。因此天線設(shè)計過程中首先要考慮兩陣元面的饋電方式，基于天線接口形式、駐波特性及功率分配路徑損耗等原因，選用E-T形分支結(jié)構(gòu)，其H10波電場E平行于窄邊，具體結(jié)構(gòu)及等效電路如圖3所示。E-T波導(dǎo)分支由于反對稱電場激勵，因此會在1、2兩個波導(dǎo)中激勵等幅度反向波。

圖3所示T型波導(dǎo)結(jié)構(gòu)電磁場能量傳輸中在分支處不可避免的會出現(xiàn)高次模式的截止場[6]，因此為減少高次模式影響，對原有結(jié)構(gòu)改進，在T型結(jié)構(gòu)處加入金屬尖劈，同時可以提高1、2端口的隔離度。圖4中(a)為無尖劈的模型圖及波導(dǎo)內(nèi)電場強度，(b)為尖劈條件下的模型圖及電場強度。尖劈位于波導(dǎo)分支處，沿3端口寬邊橫向分布，尖劈角度為90°，其材料與波導(dǎo)壁相同均為鋁。

圖3　E-T波導(dǎo)分支及其簡化等效電路Fig.3　E-T waveguide branch and simplified equivalent circuit

圖4　T型波導(dǎo)功分模型及電場強度分析Fig.4　The model of power distribution of T shaped waveguide and the analyze of electric field intensity

經(jīng)過有限元仿真分析，改進后1、2端口隔離度比改進前提高4dB，1、2端口功率不平衡度≤0.1dB，3端口駐波VSWR≤1.2。

2.2天線陣面

該天線為諧振工作方式，天線終端為金屬短路面，波導(dǎo)內(nèi)電磁場呈現(xiàn)駐波狀態(tài)，天線模型及等效電路如圖5所示。裂縫間距dx=λg/2，短路面距末端縫中心為λg，縫隙總是位于駐波電壓的波峰點[7]，由于波導(dǎo)壁表面電流相位相反，因此相鄰縫隙縱向排列于中心線兩側(cè)，駐波陣天線主瓣方向圖與陣面法相一致。

圖5　寬邊縱向非諧振縫隙陣及等效電路Fig.5　unresonant broadbrim verticalgap array and the equivalent circuit

根據(jù)天線設(shè)計方向圖指標要求及安裝尺寸，由公式(4)計算縫隙數(shù)量為3個。由AF.Stevenson電導(dǎo)縫隙歸一化計算方法，結(jié)合公式(3)、(5)確定縫隙均勻排列時中心偏移量。

(4)

(5)

經(jīng)過計算，均勻分布縫隙偏移寬邊中心線距離如表1所示。

表1　均勻分布縫隙偏移量

縫隙長度理論值為λ/2 ，實際由于受腔體壁厚和縫隙寬度的影響一般取0.48λ，然而縫隙加工一般使用銑床來完成，縫隙兩端為半圓頭，經(jīng)過大量測試半圓頭縫隙的諧振長度可以用以下近似公式表示：

lres=0.48λ+cw(1-π/4)

(6)

式中w為縫隙寬度，c為修正系數(shù)，由實際情況決定。

2.3天線整體模型

該天線兩陣元面沿彈壁兩側(cè)對稱分布，工作方式為單點饋電雙支路發(fā)射，實現(xiàn)沿彈體周向探測；結(jié)合以上對E-T型波導(dǎo)功分網(wǎng)絡(luò)分析和天線陣元面的分析，建立發(fā)射天線整體模型，并使用HFSS軟件對整體模型進行網(wǎng)格劃分，縫隙和饋電部分進行網(wǎng)格細化，以提高后續(xù)的仿真精度。圖6為發(fā)射天線整體模型及網(wǎng)格剖分[8]。

圖6　發(fā)射天線整體模型及有限元分析網(wǎng)格劃分Fig.6　The overall model of transmitting antenna and the mesh generation of finite element analysis

3　天線仿真優(yōu)化及實測

對天線進行有限元分析，均勻分布條件下其H面仿真方向圖如圖7所示。

圖7　均勻分布H面天線仿真方向圖Fig.7　The emulational magnetic field section antenna pattern using uniform distribution

仿真結(jié)果顯示，天線增益G=12.21dB，主副瓣電平比SLL=11.5dB，主瓣3dB寬度23°，駐波VSWR≤1.5的帶寬為X±260MHz。

在縫隙均勻分布條件下，天線方向圖并沒有達到最優(yōu)狀態(tài)，因此采用Taylor綜合法進行縫隙分布優(yōu)化，優(yōu)化后的縫隙偏移寬邊中心線距離如表2所示。

表2　均勻分布縫隙偏移量

優(yōu)化后的H、E面仿真方向圖如圖8所示。

仿真結(jié)果顯示，優(yōu)化后天線增益G=12.18 dB，主副瓣電平比SLL=15.6 dB，主瓣3 dB寬度22°，周向方向圖最大零深≤15°。經(jīng)過對比采用Taylor綜合法優(yōu)化后天線主副瓣電平比改善4.5 dB，增益相差0.03 dB，主瓣寬度改善1°，工作帶寬與優(yōu)化前基本一致。

根據(jù)優(yōu)化后仿真模型尺寸加工天線，實物如圖9所示，實測三維方向圖如圖10所示，E面(垂直于彈軸)方向圖見圖11(左)，H面(彈軸方向)增益方向圖見圖11(右)，實測發(fā)射天線中心頻率X時主瓣最大增益為13.05 dB，H面寬度23°，E面最大零深寬度≤10°，滿足周向探測要求，實測結(jié)果表明方向圖指標與仿真基本一致。

圖8　泰勒綜合分布發(fā)射天線仿真方向圖Fig.8　The emulational transmitting antennapattern using Taylor integrated distribution

圖9　發(fā)射天線實物圖Fig.9　The full-scale figure of transmitting antenna

圖10　發(fā)射天線三維方向圖Fig.10　The three-dimensional antenna pattern of transmitting

圖11　發(fā)射天線E面方向圖(左)和H面方向圖(右)Fig.11　The electric field section antenna pattern (left) and magnetic field section antenna pattern (right) for transmitting antenna

4　結(jié)論

本文提出單饋等功分周視壓縮波導(dǎo)縫隙天線。該天線采用E-T波導(dǎo)分支結(jié)構(gòu)實現(xiàn)雙陣元面的等功率分配，實現(xiàn)沿彈軸方向的周向探測。通過在E-T波導(dǎo)分支處加入尖劈結(jié)構(gòu)，減少高次模式的影響，改善功分輸入端口的駐波特性和傳輸端口的隔離特性；完成天線的功分網(wǎng)絡(luò)及雙陣元面的一體化、小型化結(jié)構(gòu)設(shè)計。通過仿真驗證，采用尖劈結(jié)構(gòu)的E-T波導(dǎo)分支兩輸出端口隔離度提高4 dB；通過Taylor綜合法對縫隙進行優(yōu)化后主副瓣比SLL改善4.5 dB；經(jīng)實測天線周向零深最大寬度≤10°、最大增益13.05 dB、H面寬度23°，與仿真結(jié)果基本一致。該引信天線滿足在波導(dǎo)單饋輸入及彈壁安裝條件下的引信周向探測應(yīng)用需求，通過波導(dǎo)分支與縫隙天線的一體化設(shè)計縮小天線尺寸并降低轉(zhuǎn)換損耗。

[1]薄勇，趙青，宣銀良.X波段低副瓣波導(dǎo)縫隙陣列天線特性[J].強激光與粒子束.2015(5)：177-181.

[2]Stutzman W L， Thiele G A. Antenna theory and design,3rded[M]. New York: Wiley,2013.

[3]林昌祿.天線工程手冊[M].北京：電子工業(yè)出版社. 2002：284-302.

[4]Kraus John D. Antennas For ALL Applications[M].北京：電子工業(yè)出版社，2005.

[5]Haupt R L. Antenna Arrays: A Computational Alpproach[M].Hoboken: John Wiley&Sons, Inc. 2010：127-140.

[6]Gemain S, Deslandes D, Wu K. Development of substrate integrated waveguide power dividers[J]. IEEE Electr. Comput. Eng.2003(3)：1921-1924.

[7]王海玲.X波段波導(dǎo)縫隙天線設(shè)計[D].西安：西安電子科技大學(xué).2011.

[8]Brown K W.Design of waveguide slotted arrays using commericially available finite element analysis softwave[C]// AP-S international symposium, 1996: 1000-1003.

Compression Waveguide Slot Antenna Using Single-feed and Equal-power for Circumferential Detection

WANG Zhen，ZHANG Ke, WANG Dapeng，XU Liping

(Xi’an Institute of Electromechanical Information Technology，Xi’an 710065，China)

Aiming at the problem that the waveguide slot antenna and the feeding network for radio fuze hardly meet the needs of miniaturization and integration design, the paper presents a kind of compression waveguide slot antenna using single-feed and equal-power for circumferential detection. The antenna is composed of a compression waveguide slot array and a E-T waveguide branch. The integration design of power distribution network and the antenna is realized using the single feed input with equal-power power distribution and dual radiation array. The isolation between two antennas is improved by 4 db through modified E-T waveguide branch using wedge structure. The ratio of the main and side lobe is improved by 4.5 db through optimizing slot distribution using Taylor method. The measured results show that the antenna maximum gain is 13.05dB, H plane width is 23 degrees, e maximum zero depth width is less than or equal to 10 degrees, which shows a good agreement with the simulation results.

waveguide slot antenna, compression waveguide, equal-power , circumferential detection；

2016-03-02

王震(1984—)，男，黑龍江鶴崗人，碩士，研究方向：無線電近炸引信系統(tǒng)及微波電路、天線設(shè)計。E-mail:wang201026@163.com。

TN823

A

1008-1194(2016)04-0047-05

項目來源：兵器工業(yè)集團公司資本金項目(JBK0715)