基于TMS320F28035的三相大功率充電機(jī)設(shè)計(jì)

周映虹，馮曉培，郭思遠(yuǎn)，李志忠（廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 廣州 510006）

基于TMS320F28035的三相大功率充電機(jī)設(shè)計(jì)

周映虹，馮曉培，郭思遠(yuǎn)，李志忠
（廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 廣州 510006）

分析了變壓器原邊與滯后橋臂相聯(lián)的加鉗位二極管的零電壓開(kāi)關(guān)脈寬調(diào)制全橋變換器工作原理，采用TMS320F28035實(shí)現(xiàn)了變換器的零電壓開(kāi)關(guān)脈寬調(diào)制，設(shè)計(jì)了1臺(tái)功率為10 kW的三相直流充電機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了設(shè)計(jì)方案是可行的。

全橋變換器；脈寬調(diào)制；零電壓開(kāi)關(guān)；移相控制；鉗位二極管

移相控制的零電壓開(kāi)關(guān)全橋變換器具有輸出功率大、效率高和可靠性好等特點(diǎn)，被大功率開(kāi)關(guān)電源作為主電路廣泛使用。在ZVSPWM全橋變換器中，諧振電感和輸出整流二極管的結(jié)電容諧振工作，導(dǎo)致輸出整流二極管上出現(xiàn)電壓振蕩和電壓尖峰。變壓器原邊加鉗位二極管可以消除該電壓振蕩和電壓尖峰，使得輸出整流二極管的電壓應(yīng)力降低將近一半［1］。同時(shí)，將變壓器與滯后橋臂相聯(lián)，較之與超前橋臂相聯(lián)，鉗位二極管的電流應(yīng)力更低，整機(jī)效率更高，占空比丟失更?。?］。

本文采用變壓器原邊加鉗位二極管且與滯后橋臂相聯(lián)的全橋變換器作為主拓?fù)?，設(shè)計(jì)了1臺(tái)交流輸入電壓380 V滿(mǎn)載輸出直流電壓350 V/ 30A直流充電機(jī)。本文給出了以32位實(shí)時(shí)控制定點(diǎn)DSP-TMS320F28035作為控制核心的控制過(guò)程。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文設(shè)計(jì)的直流充電機(jī)具有效率高、紋波小的特點(diǎn)。

1　主拓?fù)涞墓ぷ髟?/h2>

全橋變換器的輸出整流二極管的結(jié)電容會(huì)與變壓器的漏感產(chǎn)生諧振，從而導(dǎo)致輸出整流二極管出現(xiàn)電壓振蕩和尖峰，使得電壓應(yīng)力增大。然而，使用RC或RCD緩沖電路消除該電壓振蕩產(chǎn)生的損耗較大。在諧振電感和變壓器原邊引入2只鉗位二極管同時(shí)變壓器與超前橋臂相聯(lián)［2］，鉗位二極管抑制了后級(jí)整流二極管振蕩；相同的拓?fù)湎掳炎儔浩髋c滯后橋臂相聯(lián)［3］，鉗位二極管相對(duì)變壓器與超前橋臂相聯(lián)的情況少導(dǎo)通1次，從而減少了鉗位二極管的電流應(yīng)力，這就是Tr-Lag型的鉗位二極管ZVSPWM全橋變換器；文獻(xiàn)［4］研究了帶鉗位二極管移相全橋變換器抑制后級(jí)整流二極管振蕩的工作原理，分析結(jié)果表明在CCM情況下比在DCM情況下抑制效果更為明顯。圖1a是加鉗位二極管的ZVSPWM全橋變換器拓?fù)鋱D，其中變壓器與滯后橋臂相聯(lián)，即Tr-Lag全橋變換器。其主要波形如圖1b所示。其中Vp為整流濾波電路的輸出值。

圖1　Tr-Lag型加鉗位二極管的ZVSPWM全橋變換器Fig.1　The Tr-Lag phase-shifted ZVS PWM full-bridgeconverter with the clamping diode

2　系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

本文設(shè)計(jì)的基于DSP-TMS320F28035的三相三線(xiàn)的10 kW充電機(jī)的硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。

圖2　充電機(jī)的整體結(jié)構(gòu)框圖Fig.2　Block diagram of power charger

主要性能指標(biāo)為：輸入交流電壓380（1±0.15）V；輸出直流電壓150～350 V；輸出直流電流0～30 A；軟啟動(dòng)時(shí)間＜8 s；穩(wěn)流精度不高于1%；穩(wěn)壓精度不高于0.5%；功率因數(shù)大于0.9；效率不低于90%。

充電機(jī)所采用的主要元器件參數(shù)為：Q1～Q4：IKW 40N120H3；輸出整流二極管 DR1～DR4：APT60D120BG；諧振電感Lr=8μH；隔直電容Cb= 4.8μF；變壓器原副邊匝比K=16/15；輸出濾波電感Lf=112μH；輸出濾波電容Cf=（820×2）μf；開(kāi)關(guān)頻率25 kHz。

3　基于TMS320F28035的控制流程

充電機(jī)的控制電路采用TI公司生產(chǎn)的60MHz的32位定點(diǎn)DSP芯片TMS320F28035［5］為主控芯片，將輸入電流和輸出電壓通過(guò)采樣和調(diào)理得到的信號(hào)送到DSP的ADC模塊中，通過(guò)控制算法使ePWM模塊產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)波形，從而控制變換器中功率開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通和關(guān)斷。

充電機(jī)的控制程序結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，主要由控制系統(tǒng)主函數(shù)和中斷服務(wù)函數(shù)組成。圖3是控制系統(tǒng)主函數(shù)流程圖。

圖3　系統(tǒng)主函數(shù)流程圖Fig.3　Program flow of system main function

主函數(shù)中，在進(jìn)入while（1）的死循環(huán)之前進(jìn)行了系統(tǒng)以及外設(shè)時(shí)鐘初始化、中斷向量表初始化、GPIO初始化、ePWM驅(qū)動(dòng)波形初始化、ADC初始化以及所需變量進(jìn)行初始化等工作。

本文需要2組4路PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，其中ePWM 1A和ePWM 2A分別驅(qū)動(dòng)Q1和Q3；ePWM 1B 和ePWM 2B分別驅(qū)動(dòng)Q2和Q4。PWM波形的初始化代碼如下：EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=15；EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=15；//死區(qū)時(shí)間設(shè)置EPwm1Regs.CMPB=EPWM 1_TIMER_TBPRD-15；EPwm2Regs.CMPB=EPWM 2_TIMER_TBPRD-15；//增減模式，對(duì)稱(chēng)的另一端死區(qū)時(shí)間設(shè)置EPwm1Regs.AQCTLA.bit.CAU=AQ_SET；EPwm1Regs.AQCTLA.bit.PRD=AQ_CLEAR；EPwm1Regs.AQCTLB.bit.CBD=AQ_SET；EPwm1Regs.AQCTLB.bit.ZRO=AQ_CLEAR；//Q1和Q2的PWM波形產(chǎn)生設(shè)置EPwm2Regs.AQCTLA.bit.CAU=AQ_SET；EPwm2Regs.AQCTLA.bit.PRD=AQ_CLEAR；EPwm2Regs.AQCTLB.bit.CBD=AQ_SET；EPwm2Regs.AQCTLB.bit.ZRO=AQ_CLEAR；//Q3和Q4的PWM波形產(chǎn)生設(shè)置其中，AQ_SET動(dòng)作為高電平，AQ_CLEAR動(dòng)作為低電平。CAU是事件為CMPA時(shí)產(chǎn)生動(dòng)作；PRD是事件為T(mén)BPRD時(shí)動(dòng)作；CBD是事件為CMPB時(shí)動(dòng)作；ZRO是事件為ZERO時(shí)動(dòng)作。

TPWM和TTBCLK分別表示PWM波形周期和DSP系統(tǒng)時(shí)鐘周期，在本文兩者的值分別是25 kHz和60MHz的倒數(shù)。增減模式下TBPRD（如EPWM 1_TIMER_TBPRD）由以下公式?jīng)Q定：

本充電機(jī)采用光耦隔離進(jìn)行功率管的驅(qū)動(dòng)，PWM波形的產(chǎn)生是增減模式。光耦合器件的響應(yīng)有一定延遲，導(dǎo)致功率管開(kāi)通與關(guān)斷的延遲時(shí)間分別約為0.5μs，0.3μs。死區(qū)時(shí)間的設(shè)置原則是在滿(mǎn)足防止直通的前提下使得軟開(kāi)關(guān)范圍越寬越好，則死區(qū)時(shí)間在滿(mǎn)足防直通前提下越小越好。實(shí)際同類(lèi)橋臂功率管的死區(qū)時(shí)間0.45μs已經(jīng)足夠。因此由DSP的PWM波形產(chǎn)生的死區(qū)時(shí)間應(yīng)為0.45μs-（0.5μs-0.3μs）=0.25μs，即15×16.666 ns=250 ns。如圖4所示，其中圖中虛線(xiàn)是根據(jù)PWM波形的初始化代碼產(chǎn)生的動(dòng)作時(shí)間點(diǎn)，實(shí)線(xiàn)是實(shí)際考慮了延遲的驅(qū)動(dòng)波形。

圖4　考慮了開(kāi)通與關(guān)斷延遲的驅(qū)動(dòng)波形Fig.4　The driving waveform with open and shut off delay

中斷服務(wù)程序有3個(gè)，1個(gè)是定時(shí)器中斷，用于各種故障檢測(cè)，其優(yōu)先級(jí)最低；1個(gè)是PWM中斷，用于實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)采樣和實(shí)時(shí)控制，其優(yōu)先級(jí)較定時(shí)器中斷高；還有1個(gè)是外部中斷，用于實(shí)時(shí)檢測(cè)短路故障，其優(yōu)先級(jí)最高。

控制主程序的流程循環(huán)體里面只使用了1個(gè)PWM中斷，這個(gè)PWM中斷時(shí)間間隔配置在進(jìn)入循環(huán)體之前就做好了初始化配置。圖5是定時(shí)觸發(fā)的PWM中斷服務(wù)程序流程圖。該中斷服務(wù)程序是整個(gè)控制算法的核心，其實(shí)現(xiàn)了輸出電壓和輸入電流的采樣和輸入相位的檢測(cè)、缺相欠壓的判斷及處理、過(guò)流的判斷及處理以及基于增量型的PI環(huán)路控制計(jì)算，最終把控制量PID_UK賦給移相寄存器更新移相大小。

圖5　PWM中斷服務(wù)程序流程圖Fig.5　Program flow of PWM interrupt service

增量型的數(shù)字式PI環(huán)路控制根據(jù)當(dāng)前k時(shí)刻采樣到的電壓采樣值uad（k）進(jìn)行環(huán)路控制。首先，令

其中，ru（k）分布是設(shè)定的輸出電壓值。當(dāng)前時(shí)刻的電壓控制量（即PID_UK）為

式中：Kp為比例增益；Ki為積分系數(shù)。同樣的增量型PI環(huán)路控制可以作用在電流上。

4　實(shí)驗(yàn)結(jié)果

實(shí)驗(yàn)測(cè)得半載和滿(mǎn)載下功率因數(shù)是0.948。圖6a和圖6b分別給出了超前管Q1和Q4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)VCE，VGE，變壓器原邊電壓Vab和原邊電流ip。圖6表明，Q1和Q4關(guān)斷時(shí)，其結(jié)電容使Q1，Q4零電壓關(guān)斷；開(kāi)通時(shí)，Q1，Q4的反并二極管已經(jīng)導(dǎo)通，將VGE鉗在零電壓，實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通。所以，超前管Q1和滯后管Q4均實(shí)現(xiàn)了ZVS。

圖6　超前管和滯后管的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6　The experimental waveforms of leading switch and lagging switch

圖7是滯后管Q2在低負(fù)載（輸出150 V/5 A，750W）時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)VCE，VGE，變壓器原邊電壓Vab和原邊電流ip。從圖7中可見(jiàn)，在輕載情況下，滯后管可以實(shí)現(xiàn)ZVS。

圖7　滯后管Q2在低負(fù)載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.7　The experimental waveforms of lagging switch Q2at low load

從圖1a可見(jiàn)，充電機(jī)的輸出整流管并沒(méi)有加上緩沖電路。圖8是4個(gè)輸出整流管中其中1個(gè)橋臂的2個(gè)整流管的電壓電流波形。從圖8中可見(jiàn)，輸出整流二極管是實(shí)現(xiàn)了軟開(kāi)關(guān)，從而使得輸出整流二極管的損耗小。

圖8　輸出整流管的電壓電流波形Fig.8　The current and voltage waveforms of output diode

表1、表2分別給出了穩(wěn)壓精度實(shí)驗(yàn)結(jié)果和穩(wěn)流精度實(shí)驗(yàn)結(jié)果。由表1可見(jiàn)，輸出電壓的誤差最大值為0.46%，小于要求的穩(wěn)壓精度（≤0.5%），滿(mǎn)足了設(shè)計(jì)要求；由表2可見(jiàn)，輸出電流的誤差最大值為0.2%，小于要求的穩(wěn)流精度（≤1%），也滿(mǎn)足了設(shè)計(jì)的要求。

表1　穩(wěn)壓精度的測(cè)試結(jié)果Tab.1　The experimental data of voltage regulation accuracy

表2　穩(wěn)流精度的測(cè)試結(jié)果Tab.2　The experimental data of current regulation accuracy

圖9是在額定輸入電壓380V下，恒壓350 V輸出、不同的輸出電流下整機(jī)的效率曲線(xiàn)。滿(mǎn)載時(shí)，整機(jī)的效率為92.42%。

圖9　380V輸入、350V輸出充電機(jī)效率曲線(xiàn)Fig.9　The curve of power charger at380V input、350V ouput

5　結(jié)論

本文闡述了變壓器原邊與滯后橋臂相聯(lián)的加鉗位二極管的零電壓開(kāi)關(guān)脈寬調(diào)制全橋變換器的工作原理及優(yōu)點(diǎn)，并以此作為充電機(jī)的主電路，采用TMS320F28035實(shí)現(xiàn)了該變換器的零電壓開(kāi)關(guān)脈寬調(diào)制。實(shí)驗(yàn)研制了1臺(tái)功率為10 kW輸出電壓范圍為150～350 V的三相直流充電機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明原邊的超前管和滯后管均實(shí)現(xiàn)了較寬范圍的ZVS，副邊輸出整流二極管實(shí)現(xiàn)了ZCS，滿(mǎn)載時(shí)整機(jī)效率達(dá)到了92.42%。

［1］ 阮新波.脈寬調(diào)制DC/DC全橋變換器的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)［M］.第2版.北京：科學(xué)出版社，2012.

［2］ 李琳.帶鉗位二極管移相全橋（PSFB）變換器整流二極管振蕩研究［J］.電子設(shè)計(jì)工程，2014，22（2）：91-94.

［3］Ruan Xinbo，Liu Fuxin.An Improved ZVS PWM Full-bridge Converter with Clamping Diodes［C］//Proc.2004 35thAnnual IEEE Power Electronics Specialists Conference，Germany，2004：1476-1481.

［4］ Redl R，Balogh L，Edwards DW.Optimum ZVS Full-bridge DC/DC Converter with PWM Phaseshifted Control：Analysis，Design Considerations，and Experimental Results［C］//Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，Ninth Annual，1994：159-165.

［5］ Texas Instruments Incorporated.TMS320F28030 28031 28032 28033 28034 28035 Piccolo Microcontrollers（Rev.1）.USA：2012.http：//www.ti.com/.

Design of Three-phase Power Charger Based on TM S320F28035

ZHOU Yinghong，F(xiàn)ENG Xiaopei，GUO Siyuan，LI Zhizhong
（School of Information Engineering，Guangdong University of Technology，Guangzhou 510006，Guangdong，China）

A clamping diode phase-shifted ZVS full-bridge converter using the transfer primary side combined with the lag bridge arm had been analyzed.And a 10 kW three-phase power chargerwas built，by utilizing a 32-bit fixed-point DSP-TMS320F28035 as core controller to achieve the ZVSPWM.The experimental results show that the designed scheme is feasible.

full-bridge converter；pulse eidth modulation（PWM）；zero voltage switch（ZVS）；phase shift control；clamp diodes

TM464

A

2015-10-15

修改稿日期：2016-01-19

廣東省新能源汽車(chē)專(zhuān)項(xiàng)（110105752020190）

周映虹（1978-），女，博士，講師，Email：iris_zyh@126.com