基于工程設(shè)計法的移相全橋變換器設(shè)計

王 博，趙文春，劉勝道

（海軍工程大學(xué) 湖北 武漢 430033）

基于工程設(shè)計法的移相全橋變換器設(shè)計

王 博，趙文春，劉勝道

（海軍工程大學(xué) 湖北 武漢 430033）

傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制補償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計依據(jù)伯德圖進行，工作量大、且需要反復(fù)試湊和一定的實踐經(jīng)驗，針對以上不足，將調(diào)節(jié)器的工程設(shè)計法引入移相全橋變換器的設(shè)計中，進行了系統(tǒng)動態(tài)建模并給出了詳細的設(shè)計過程。利用Matlab/Simulink工具箱對系統(tǒng)輸出特性進行了仿真驗證分析，同時搭建了試驗樣機，仿真及試驗結(jié)果一致，驗證了工程設(shè)計法在移相全橋變換器的補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計中的可行性，證明該設(shè)計方法合理有效、簡化了閉環(huán)系統(tǒng)的設(shè)計。

移相全橋；工程設(shè)計法；平均電流模式；雙閉環(huán)控制

移相全橋變換器電路結(jié)構(gòu)簡潔、控制獨特、開關(guān)損耗功率小、可實現(xiàn)高功率變換，同時逆變橋開關(guān)管的電壓和電流應(yīng)力也可有效降低。閉環(huán)系統(tǒng)的建模計算和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計是開關(guān)電源領(lǐng)域的難點，決定著開關(guān)電源的輸出電壓精度、負載調(diào)整率、電源調(diào)整率、動態(tài)性能等指標，直接關(guān)系著系統(tǒng)性能的好壞。開展對該變換器控制補償網(wǎng)絡(luò)的研究具有現(xiàn)實意義。

目前設(shè)計雙閉環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)主要采用借助伯德圖設(shè)計，需要實踐經(jīng)驗和熟練技巧。而變換器各部分可以建立數(shù)學(xué)模型，簡化或近似成低階系統(tǒng)，經(jīng)補償網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)比例、積分等規(guī)律控制，從而處理成少數(shù)典型的低階系統(tǒng)，相關(guān)典型環(huán)節(jié)已做了深入系統(tǒng)的分析，參數(shù)計算公式和調(diào)節(jié)方向都已明確。因而本文將調(diào)節(jié)器的工程設(shè)計方法應(yīng)用于其中，以簡化雙閉環(huán)移相全橋變換器補償系統(tǒng)設(shè)計，利用Matlab/Simulink工具箱進行了控制系統(tǒng)建模，并對輸入電壓和負載突變情況進行了仿真。最后制作了試驗樣機，驗證了方法的可行性。

1　基本原理與控制方式選擇

圖1所示為移相全橋變換器主電路拓撲結(jié)構(gòu)。由超前橋臂（開關(guān)管Q1和Q2）和滯后橋臂（開關(guān)管Q3和Q4）組成逆變橋，開關(guān)管兩邊分別并聯(lián)諧振電容（或漏源極電容）和反并聯(lián)二極管（或開關(guān)管的體二極管），Lr是諧振電感（包括串聯(lián)電感和變壓器原邊漏感），T是高頻變壓器。副邊采用全波整流，D1和D2是輸出整流二極管，Lf和Cf組成了輸出濾波電路。超前橋臂超前滯后橋臂一個相位，即移相角，通過閉環(huán)控制系統(tǒng)，動態(tài)地調(diào)節(jié)移相角來改變開關(guān)管的導(dǎo)通時間，從而調(diào)節(jié)輸出電壓電流。控制方式本文選擇平均電流模式，移相全橋變換器系統(tǒng)框圖如圖1所示。

圖1　移相全橋變換器系統(tǒng)框圖

2　補償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計

2.1補償網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)

圖2中，AVR為電壓調(diào)節(jié)器，ACR為電流調(diào)節(jié)器，α、β為電壓，電流采樣環(huán)節(jié)比例系數(shù)。Gi（s）為輸出電流傳遞函數(shù)，Z（s）為負載。

圖2　雙閉環(huán)移相全橋變換器動態(tài)結(jié)構(gòu)框圖

因PWM裝置響應(yīng)存在延遲，最大時延為一個開關(guān)周期T，因此PWM控制和變換器可以看成一個滯后環(huán)節(jié)。文中開關(guān)頻率為50 kHz，T=0.02 ms，此滯后環(huán)節(jié)時間常數(shù)較小，可近似認為是一個一階慣性環(huán)節(jié)，其傳遞函數(shù)為［3］：

式中：Ks為PWM裝置放大系數(shù)；Ts為PWM延遲時間，Ts≤T，T為系統(tǒng)周期。

輸出電流傳遞函數(shù)為［4］：

式中：n為原副邊匝數(shù)比，Vin為輸入電壓，L為濾波電感，Rd為等效電阻。

電流控制環(huán)的負載是由輸出電容和負載組成的網(wǎng)絡(luò)，輸出電壓與電感電流之間的傳遞函數(shù):

式中C為輸出濾波電容，R為負載

2.2電流環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計

從靜態(tài)要求看，希望系統(tǒng)電流是恒定的，與給定無靜差。從動態(tài)性能考慮，希望電流環(huán)不要有太大的超調(diào)，所以電流環(huán)應(yīng)以跟隨性能為主，校正成典型Ⅰ型系統(tǒng)，顯然應(yīng)采用PI型電流調(diào)節(jié)器，其傳遞函數(shù)可寫成:

式中：Ki為電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，τi為電流調(diào)節(jié)器超前時間常數(shù)。

電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為：

為了讓調(diào)節(jié)器的零點與控制對象的大時間常數(shù)極點相消，選擇τi=L/Rd

則開環(huán)傳遞函數(shù)為：

式中：KI為電流環(huán)開環(huán)增益，TΣi為慣性環(huán)節(jié)時間常數(shù)。

電流調(diào)節(jié)器參數(shù)由Ki和τi決定，τi是控制對象本身固有的，已經(jīng)選定Ki，可依據(jù)系統(tǒng)動態(tài)性能的要求選定，其值越大，系統(tǒng)響應(yīng)速度越快但相角穩(wěn)定裕度越小，選擇參數(shù)時需要折衷考慮快速性和穩(wěn)定性。本系統(tǒng)希望電流環(huán)超調(diào)量σ≤5％，則選擇將工程器設(shè)計成二階最佳系統(tǒng)，選擇衰減系數(shù)ξ=0.707，代入數(shù)字則可得Ki=0.16。電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

補償后電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖如圖3所示，電流環(huán)的低頻段以-20 dB/dec的斜率下降，增益為30 dB；中頻段中頻段斜率為-20 dB/dec，并且占據(jù)較寬的帶寬，相角裕度為65.5 deg，符合表 1特性，裕度充足，穩(wěn)定性良好；高頻段以-40 dB/dec下降，系統(tǒng)衰減快，抗干擾能力強。

圖3　電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖

電流環(huán)等效閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

代入數(shù)值得：

經(jīng)驗證符合近似條件，接入電壓環(huán)中，因等效環(huán)節(jié)輸入量變化，電流環(huán)在電壓環(huán)中處理為：

經(jīng)驗證符合斜坡匹配標準，PWM比較器能正常工作。電流環(huán)由開環(huán)的雙慣性系統(tǒng)調(diào)整為一階慣性環(huán)節(jié)，閉環(huán)控制改善了控制對象性能，加快了局部的跟隨作用。

2.3電壓環(huán)控制器設(shè)計

考慮電壓環(huán)穩(wěn)態(tài)和抗擾性能的要求，將其校正成典型Ⅱ型系統(tǒng)。傳遞函數(shù)為：

式中：Ku為電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，τu為電流調(diào)節(jié)器超前時間常數(shù)。

開環(huán)傳遞函數(shù)為：

化為：

式中：KU為電流環(huán)開環(huán)增益，TΣu為慣性環(huán)節(jié)時間常數(shù)。電壓調(diào)節(jié)器參數(shù)由KU和τu決定，按照典型Ⅱ型系統(tǒng)參數(shù)關(guān)系有：

式中h是斜率為-20 dB/dec的中頻段寬度。h越小，上升時間tr越快，h越大，超調(diào)量σ越小，調(diào)節(jié)時間ts變化為非線性。h越大，動態(tài)降落ΔCmax越大，最大動態(tài)降落時間tm和恢復(fù)時間tV都越長，抗干擾性能越差。文中綜合指標考慮跟隨性和抗擾性，選擇h=5。依據(jù)公式：

代入數(shù)據(jù)可得KU=7.5×103，則有Ku=0.375，τu=2×10-2，電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)：

由圖4所示電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖可知系統(tǒng)相角裕度為41.1°，系統(tǒng)的穩(wěn)定性符合要求。

圖4　電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖

3　仿真與實驗

3.1仿真

文中使用Matlab/Simulink建立了移相全橋變換器平均電流模式的雙閉環(huán)控制仿真模型。移相全橋變換器主電路如前圖1所示。輸入直流電壓Uin=540 V；輸出直流電壓Uo=28.5 V；輸出直流電流Io=400 A；諧振電感13；諧振電容4 nF；輸出濾波電感L=160；輸出濾波電容C=3 300 μF；工作頻率f=50 kHz，負載R為0.071 25 Ω。

圖5　雙閉環(huán)PI反饋控制模型

圖6　電壓突變時輸入電壓與輸出電流波形

平均電流模式雙閉環(huán)PI反饋控制模塊如圖5所示，系統(tǒng)輸出電壓經(jīng)采樣網(wǎng)絡(luò)采樣后 （圖5中輸入2）與參考信號Vref進行比較、經(jīng)補償器AVR補償后為電流環(huán)提供一個參考信號。ACR為電流控制器，將電感電流經(jīng)電流采樣器轉(zhuǎn)換的電壓信號（圖5中輸入1），與參考電壓進行比較、補償，產(chǎn)生控制電壓信號，輸入PWM移相發(fā)生模塊調(diào)節(jié)系統(tǒng)占空比，從而控制系統(tǒng)輸出。

輸入電壓突變時輸入電壓與輸出電流波形如圖6所示，系統(tǒng)初始時輸入電壓為540 V，電壓輸出最大值為25.45 V，超調(diào)量為1.8％，3.7 s達到穩(wěn)定輸出。5 s時系統(tǒng)輸入電壓突變?yōu)?00 V，輸出電壓波形最大值為25.75 V，恢復(fù)時間約為1.5 s，調(diào)節(jié)過程平滑且無波動。

3.2實驗

為進一步驗證系統(tǒng)設(shè)計的正確性，設(shè)計了一套移相全橋ZVS變換器，由EMI濾波電路，輸入整流濾波電路，主功率變換電路（包括橋式逆變電路、諧振網(wǎng)絡(luò)、高頻變壓器）、輸出整流濾波電路、反饋控制電路、驅(qū)動電路、保護電路等幾部分組成。主功率開關(guān)管選擇MOSFET，型號為HIT公司的K1522，芯片采用移相全橋變換器專用UCC3895，補償網(wǎng)絡(luò)的放大器選擇LM358，輸出整流二極管選用ON公司的MURP20040CT快恢復(fù)二極管，其余參數(shù)依據(jù)仿真結(jié)合實際進行部分調(diào)整。實驗結(jié)果如下：

圖7　Uab與變壓器次級波形

圖8　電壓和電流反饋信號波形

由圖7可以看出，原邊波形很干凈，副邊占空比明顯小于原邊，這是移相全橋變換器特有的占空比丟失，一個周期占空比丟失時間為1.8 μs，占空比丟失Dloss為8.5％。本電源為抑制輸出整流管電壓震蕩，采用并聯(lián)RC緩沖支路，以將諧振電感中多余的能量消耗在RC支路上。副邊整流管電壓波形可以看出，變壓器副邊整流輸出電壓的電壓尖峰不到輸出電壓幅值的1/5，震蕩次數(shù)少，電壓尖峰和高頻寄生振蕩都得到了很好的抑制。圖8所示為電壓和電流反饋信號波形，上方為電壓反饋輸出，下方為電流反饋輸出?？芍到y(tǒng)反饋信號及輸出電壓電流穩(wěn)定，系統(tǒng)運行可靠，滿足設(shè)計需求，但紋波較大，今后需進一步研究處理。

4　結(jié)　論

文中介紹了基于調(diào)節(jié)器工程設(shè)計法設(shè)計的平均電流模式控制的移相全橋變換器設(shè)計過程，同時結(jié)合MATLAB軟件中的 Simulink仿真平臺對其進行了系統(tǒng)建模，并對系統(tǒng)輸入電壓和負載突變等情況進行了仿真研究和實驗驗證，仿真和實驗結(jié)果驗證了設(shè)計的正確性，表明基于工程設(shè)計法設(shè)計調(diào)節(jié)器可依據(jù)系統(tǒng)預(yù)想的性能指標直接選定參數(shù)，過程簡便，操作性強，簡化了閉環(huán)系統(tǒng)的設(shè)計。

［1］李宏，榮軍.峰值電流控制在移相全橋變換器中的技術(shù)研究［J］.電力電子技術(shù)，2008，42（1）：81-83.

［2］梁永清，黃志強.雙閉環(huán)控制的移相全橋軟開關(guān)變換器的研究［J］.現(xiàn)代電子技術(shù)，2014，37（8）：156-158.

［3］陳伯時.電力拖動自動控制系統(tǒng)［M］.北京：機械工業(yè)出版社，2003.

［4］阮新波.脈寬調(diào)制DC/DC全橋變換器的軟開關(guān)技術(shù)［M］.北京：科學(xué)出版社，2012.

［5］Hyuntae Choi，Mihai Ciobotaru，Vassilios G.Aglidis cascaded h-bridge converter with multiphase isolated DC/DC converter for large-scale PV system［J］.IEEE International Conference on Industrial Technology，2014，8（14）:455-461.

［6］張敬南，姚緒梁，張強，等.基于工程設(shè)計法的雙向直流變換裝置的設(shè)計［J］.電力電子技術(shù)，2010，44（9）：83-26.

Phase-shifted full-bridge converter based on engineering design method

WANG Bo，ZHAO Wen-chun，LIU Sheng-dao
（Naval University of Engineering，Wuhan430033，China）

The traditional double closed-loop control system compensation network design based on the Bode diagram，with heavy workload，trial and some practical experience.The Engineering design method of the regulator is introduced into the design of phase-shifted full-bridge converter.The dynamic modeling of the system is carried out and the design procedure is given.The simulation was carried out with Matlab/Simulink toolbox，and the experimental prototype was constructed.The feasibility of the method is verified，and the design method is proved to have a reasonable and effective design of the closedloop system.

phase-shifted full-bridg；engineering design method；average current mode；double closed-loop control

TN8

A

1674－6236（2016）16-0043-04

2015-08-21稿件編號：201508115

國家自然科學(xué)基金資助項目（51377165）

王 博（1990—），男，山西定襄人，碩士研究生。研究方向：開關(guān)電源、智能控制。