機(jī)場(chǎng)天氣雷達(dá)雙通道數(shù)字中頻處理系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)

馬　勇

(民航西南空管局 氣象部,　成都 610225)

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機(jī)場(chǎng)天氣雷達(dá)雙通道數(shù)字中頻處理系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)

馬勇

(民航西南空管局 氣象部,成都 610225)

機(jī)場(chǎng)天氣雷達(dá)要求能夠從復(fù)雜的天氣環(huán)境中識(shí)別不同的天氣狀況以保障航空飛行安全，其接收機(jī)大動(dòng)態(tài)以及抗噪性能設(shè)計(jì)對(duì)雷達(dá)至關(guān)重要。在分析模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)對(duì)雷達(dá)中頻接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍制約的基礎(chǔ)上，根據(jù)中頻帶通采樣和數(shù)字下變頻的原理，實(shí)現(xiàn)了基于現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列的雙通道ADC采樣數(shù)字中頻處理系統(tǒng)，并給出了系統(tǒng)的設(shè)計(jì)原理、方法以及測(cè)試結(jié)果。通過對(duì)雙通道ADC采樣的數(shù)字中頻處理系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)，能夠很好地提高天氣雷達(dá)接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍，并應(yīng)用于機(jī)場(chǎng)多普勒天氣雷達(dá)數(shù)字中頻接收機(jī)。

機(jī)場(chǎng)天氣雷達(dá)；數(shù)字中頻；數(shù)字下變頻；數(shù)字濾波;動(dòng)態(tài)范圍

0　引　言

數(shù)字中頻接收技術(shù)是近年來迅速發(fā)展的數(shù)字技術(shù)之一，具有瞬時(shí)動(dòng)態(tài)大、失真小、幅相一致性和I/Q正交性高等特點(diǎn)[1-3]，該技術(shù)已經(jīng)廣泛應(yīng)用到機(jī)場(chǎng)天氣雷達(dá)系統(tǒng)之中。機(jī)場(chǎng)天氣雷達(dá)的目的是保障終端區(qū)航空飛行氣象安全，因此其監(jiān)測(cè)的氣象目標(biāo)較為廣泛，從晴空風(fēng)切變到強(qiáng)降水、雷暴均需要準(zhǔn)確探測(cè)，而且監(jiān)測(cè)距離范圍達(dá)到200 km以上。這些氣象目標(biāo)具有反射能力差別懸殊、變化迅速的特點(diǎn)，其回波幅度變化范圍較大。一般來說，各類氣象目標(biāo)的變化范圍超過100 dB，所以大動(dòng)態(tài)范圍成為機(jī)場(chǎng)天氣雷達(dá)設(shè)計(jì)追求的目標(biāo)。由于機(jī)場(chǎng)天氣雷達(dá)需要準(zhǔn)確測(cè)量以利于反演降水量及判斷危及航空安全的天氣現(xiàn)象。因此，要求在大動(dòng)態(tài)范圍中保持較高的線性度。過去雷達(dá)采用模擬接收機(jī)，中頻則采用自動(dòng)增益控制技術(shù)來滿足大動(dòng)態(tài)范圍的要求。近年來，數(shù)字中頻接收機(jī)的應(yīng)用提高了雷達(dá)性能，簡(jiǎn)化了雷達(dá)結(jié)構(gòu)，同時(shí)，為實(shí)現(xiàn)高線性度大動(dòng)態(tài)范圍提供了更多的方法。

當(dāng)前國(guó)內(nèi)機(jī)場(chǎng)多普勒天氣雷達(dá)普遍采用單通道模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)采樣進(jìn)行數(shù)字化處理，這種方式容易導(dǎo)致系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍受限于ADC動(dòng)態(tài)[4]。本文采用雙通道數(shù)字中頻處理技術(shù)，可將動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)展超過100 dB，滿足機(jī)場(chǎng)天氣雷達(dá)的使用要求。

1　模數(shù)轉(zhuǎn)換器及動(dòng)態(tài)范圍

采用數(shù)字化中頻接收技術(shù)首先要進(jìn)行模數(shù)(AD)采樣，雷達(dá)的動(dòng)態(tài)范圍往往受限于ADC的動(dòng)態(tài)[4]。動(dòng)態(tài)范圍為最強(qiáng)信號(hào)與最弱可檢測(cè)信號(hào)的功率之比，最強(qiáng)信號(hào)功率往往采用ADC輸入的飽和值，最弱信號(hào)一般采用靈敏度的功率值。可見，對(duì)于ADC動(dòng)態(tài)(最大信噪比)而言，影響其大小的因素主要有兩個(gè)：一是ADC的飽和功率大小，二是ADC的量化噪聲功率大小。這就意味著如果回波功率超過ADC的飽和功率，雷達(dá)系統(tǒng)就會(huì)發(fā)生過載現(xiàn)象，造成目標(biāo)失真；而如果回波功率低于ADC的量化噪聲功率，信號(hào)則會(huì)淹沒在噪聲當(dāng)中，必須通過數(shù)字信號(hào)處理才能把信號(hào)從噪聲中提取出來。

ADC的最大輸入范圍通常定義為振幅與ADC的最高電平相匹配的正弦波。如果信號(hào)比這個(gè)最大電平還大，則輸出波形將被限幅。如果一個(gè)輸入信號(hào)比該信號(hào)小，則不是所有的比特位都能被置位。最大電平通常決定動(dòng)態(tài)范圍的上限。如果沒有噪聲且輸入電壓與ADC的最大范圍匹配，則最大電壓Vmax為

Vmax=2b-1×q

(1)

式中：b為AD位數(shù)；q為每一量化電平的電壓。式(1)表明正弦波可以達(dá)到最大量化電平的頂部和最小量化電平的底部。

幅度與最大電壓相匹配的正弦波的功率為

(2)

式(2)中，輸入阻抗假設(shè)為單位阻抗，在實(shí)際計(jì)算中需要包含實(shí)際阻抗以獲取實(shí)際的功率，但不影響我們的分析。

ADC將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化成數(shù)字信號(hào)的過程是一個(gè)非線性過程，在正弦波的真實(shí)值和量化值之間存在一個(gè)差值，這個(gè)差值隨著ADC分辨率(位數(shù))的提高而不斷減小，但一直存在，這就是量化噪聲。研究表明量化噪聲在量化電平q上是均勻分布的，概率密度為1/q，這樣就可以求得量化噪聲功率

(3)

這就是理想ADC的靈敏度電平，將之代入動(dòng)態(tài)范圍的公式

10lg1.5+20blg2=1.76+6.02b

(4)

采樣后進(jìn)行信號(hào)抽取，則數(shù)字信號(hào)處理得益為

D=10lg(fs/2B)

(5)

式中：fs為ADC的采樣時(shí)鐘；B為信號(hào)帶寬。

由式(5)可見，b和fs兩個(gè)指標(biāo)都會(huì)對(duì)接收機(jī)動(dòng)態(tài)D產(chǎn)生影響。ADC芯片的采樣頻率fs每增加1倍，接收機(jī)瞬時(shí)動(dòng)態(tài)D改善3 dB，分辨位數(shù)每增加1位，接收機(jī)瞬時(shí)動(dòng)態(tài)增加6 dB。14 bit的ADC動(dòng)態(tài)范圍理想情況下也僅有84 dB左右。實(shí)際上，AD的信噪比還受到其他因素的影響，提高采樣率則時(shí)鐘抖動(dòng)對(duì)AD的影響變大，當(dāng)AD位數(shù)提高，導(dǎo)致最小量化電平降低對(duì)參考電源要求更高。當(dāng)工藝水平達(dá)不到相當(dāng)水平非線性失真和線性失真將大大限制AD的有效信噪比。14 bit的AD變換器目前達(dá)到的有效信噪比在76 dB左右，遠(yuǎn)低于84 dB的理想水平，這對(duì)于100 dB的天氣變化范圍要求，很難完全滿足需求。

2　系統(tǒng)原理和設(shè)計(jì)構(gòu)架

本設(shè)計(jì)中系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)展的核心是模擬中頻信號(hào)經(jīng)過功分器后變成兩路中頻模擬信號(hào)，它們分別進(jìn)行功率放大和功率衰減后送入ADC中進(jìn)行數(shù)字化處理，之后對(duì)下變頻輸出的從屬于每一路的I/Q信號(hào)通過算法進(jìn)行選擇鏈接，輸出一路I/Q信號(hào)。下面結(jié)合天氣雷達(dá)接收機(jī)對(duì)系統(tǒng)原理進(jìn)行分析。

天氣雷達(dá)接收機(jī)系統(tǒng)原理圖如圖1所示[5]。雷達(dá)接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍一般是由圖1中的低噪放大器(LNA)限定的(一般大于100 dB)，現(xiàn)有工藝技術(shù)下模擬器件對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)影響很小，可以忽略不計(jì)。對(duì)于單路中頻采樣的動(dòng)態(tài)，如果采用14 bit量化的ADC，動(dòng)態(tài)范圍大約可以達(dá)到82dB(1MHz帶寬)，則靈敏度為+6 dBm(最大輸入信號(hào))-82 dBm = -76 dBm。

圖1　雷達(dá)接收機(jī)框圖

本文設(shè)計(jì)方案原理是采用兩個(gè)ADC進(jìn)行采樣，其中，一個(gè)ADC處理高端信號(hào)，另一個(gè)ADC處理低端信號(hào)。14 bit的ADC動(dòng)態(tài)為82 dB，那么兩個(gè)ADC協(xié)作的動(dòng)態(tài)理論上就可以達(dá)到2 dB×82 dB=164 dB。因此，充分利用這兩個(gè)ADC，使得所需要的動(dòng)態(tài)范圍通過放大和衰減都能在其中某一個(gè)ADC中非飽和情況下得到檢測(cè)。

假設(shè)接收系統(tǒng)輸入端等效噪聲就是熱噪聲，模擬前端的噪聲系數(shù)是1 dB，這樣模擬前端的噪聲基底就是

Nn=kTNA=-114dBm/MHz+1dB=

-113dBm/MHz

(6)

式中：k為玻爾茨曼常數(shù)，k=1.38×10-23J/K；T為290 K；NA為模擬前端噪聲系數(shù)。

再假設(shè)模擬前端的增益為G，這樣我們就可以計(jì)算出數(shù)字中頻輸入端的噪聲為-113 dBm/MHz+G。為了獲得最佳的動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度需要折中考慮，也就是確定前端增益G。我們用Ni和Nd分別表示輸入到數(shù)字中頻的噪聲功率和數(shù)字中頻自身的噪聲功率。需要說明的是為了使前后的帶寬一樣我們這里討論的均以1 MHz帶寬為基準(zhǔn)，所以這里所說的噪聲功率可以理解為噪聲密度，實(shí)際使用中以系統(tǒng)的最終帶寬為準(zhǔn)。這樣就可以計(jì)算靈敏度損失和動(dòng)態(tài)范圍損失，分別記為ΔS和ΔD

(7)

這兩個(gè)特性都取決于輸入到數(shù)字中頻的噪聲功率和數(shù)字中頻自身的噪聲功率的比值，即

(8)

從式(7)可以看出接收系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍極限值就是數(shù)字中頻的動(dòng)態(tài)范圍，同時(shí)，靈敏度也將損失殆盡。當(dāng)比值R=1時(shí)(輸入噪聲和自身噪聲相同時(shí))，靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍同時(shí)損失3 dB，這與傳統(tǒng)計(jì)算一致。在靈敏度與動(dòng)態(tài)范圍的取舍中建議在保證靈敏度的情況下盡量減少動(dòng)態(tài)范圍的損失。在這里取1 dB的靈敏度損失，動(dòng)態(tài)范圍將損失6.9 dB，R=5.9 dB，系統(tǒng)的增益G的取值如下(Nd=-76 dBm/MHz)

G=-76dBm/MHz-(-113dBm/MHz)+R=

42.9dB

(9)

假設(shè)LNA的噪聲系數(shù)為1 dB、動(dòng)態(tài)范圍為105 dB(-113 dB～-8 dB)，這樣輸入到AD端口的信號(hào)將達(dá)到-70 dBm～+35 dBm，這在小功率放大器中是不可能的，也是不現(xiàn)實(shí)的。在實(shí)際電路中可以使用不同的增益配置分成兩段：一段采用43 dB的增益，保證小信號(hào)能在-70 dBm～+10 dBm(10 dBm為放大器的飽和電平)；一段采用14 dBm的增益，保證大信號(hào)不飽和，輸入信號(hào)為-94 dBm～+6 dBm。這樣就能保證104 dB動(dòng)態(tài)范圍。

為驗(yàn)證系統(tǒng)作如下假設(shè)：

(1)模擬中頻信號(hào)經(jīng)過功率分配器產(chǎn)生兩路模擬中頻信號(hào)，則每一路中頻信號(hào)功率為原來的1/2，兩路模擬中頻信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍均為76 dB(-70 dBm～+10 dBm)。

(2)第1路信號(hào)加入衰減器，衰減大小4 dB，則第1路模擬中頻信號(hào)輸出S1動(dòng)態(tài)范圍為76 dB(-80 dBm～+6 dBm)，模擬大信號(hào)；第2路不處理，模擬信號(hào)限幅至10 dBm，第2個(gè)通道信號(hào)功率為-70 dBm～+10 dBm，模擬小信號(hào)。

通過以上分析可見，105 dB 動(dòng)態(tài)范圍的中頻信號(hào)經(jīng)過數(shù)字化處理后都會(huì)不失真地存在于第1路或第2路信號(hào)中(并有交疊)，我們所需要做的工作就是把這兩個(gè)通道中的信號(hào)通過數(shù)字信號(hào)處理的方式分離并組合出不失真的I/Q信號(hào)，進(jìn)而求出回波信號(hào)的幅度和相位信息。

系統(tǒng)設(shè)計(jì)構(gòu)架如圖2所示。

圖2　系統(tǒng)設(shè)計(jì)框圖

3　雷達(dá)中頻處理系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)

本系統(tǒng)的中頻硬件板設(shè)計(jì)構(gòu)成，如圖3所示。圖中，系統(tǒng)的硬件組成主要包括Altera StratixII EP2S30F484C5現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)、AD采樣芯片AD6645、時(shí)鐘轉(zhuǎn)換芯片AD9510以及電源管理模塊。同時(shí)，為了滿足FPGA硬件配置以及信號(hào)差分傳輸?shù)男枰?，系統(tǒng)中還包括EPCS16配置芯片和AM26LS31差分傳輸芯片。

圖3　雷達(dá)中頻處理硬件結(jié)構(gòu)

由于硬件板內(nèi)部芯片對(duì)電源要求各不相同，如：FPGA內(nèi)部共需要有1.2 V、3.3 V數(shù)字電壓和1.2 V模擬電壓，AD6645需要5 V模擬電壓和3.3 V數(shù)字電壓，并且其他芯片也需要相應(yīng)指標(biāo)電源供電，所以電源管理模塊需要為硬件系統(tǒng)產(chǎn)生各種所需要的電源。為了減少噪聲，硬件中采用了模擬電和數(shù)字電獨(dú)立供電的方式，其中，輸入模擬電壓和數(shù)字電壓均為6 V，其他各種所需要電源電壓分別通過LT1765、LT1763、LT196333等電壓轉(zhuǎn)換芯片完成。在硬件設(shè)計(jì)中，由于系統(tǒng)既存在模擬電路也存在數(shù)字電路，并且信號(hào)數(shù)據(jù)速率很高，為了減少數(shù)字電路對(duì)模擬電路的干擾(主要是數(shù)字電路對(duì)AD6645的串?dāng)_)，影響模擬電路的性能，這里對(duì)模擬電路和數(shù)字電路采用IT715芯片進(jìn)行了磁隔離。硬件中經(jīng)過FPGA處理的數(shù)據(jù)(如：定時(shí)時(shí)鐘、I/Q數(shù)據(jù))對(duì)外走線均采用差分走線方式，通過差分轉(zhuǎn)換芯片AM26LS31完成信號(hào)的差分?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換，差分轉(zhuǎn)換后的I/Q信號(hào)以及相應(yīng)時(shí)鐘通過PCI總線送數(shù)據(jù)處理板。

由于 FPGA是使用靜態(tài)存儲(chǔ)器單元存儲(chǔ)配置數(shù)據(jù)的，每次掉電后，配置數(shù)據(jù)必須重新下載到FPGA中。設(shè)計(jì)中采用串行配置芯片EPCS16SI16N對(duì)FPGA進(jìn)行配置，設(shè)計(jì)中預(yù)留了JTAG接口和主動(dòng)配置接口，以便于硬件調(diào)試和配置。

系統(tǒng)設(shè)計(jì)指標(biāo)如下：

輸入模擬中頻信號(hào)：60 MHz

信號(hào)模擬中頻帶寬：1 MHz

輸出數(shù)據(jù)率： 1 MHz

采樣頻率：48 MHz

動(dòng)態(tài)范圍：≥100 dB

I/Q正交一致性： ≤0.2°

I/Q幅度一致性： ≤0.1 dB

4　數(shù)據(jù)驗(yàn)證與測(cè)試

本系統(tǒng)測(cè)試平臺(tái)如圖4所示，ADC采集的數(shù)據(jù)送入數(shù)字中頻處理系統(tǒng)當(dāng)中，當(dāng)系統(tǒng)工作的時(shí)候通過QuartusII 內(nèi)嵌的邏輯分析儀SignalTap功能將處理后的I/Q數(shù)據(jù)導(dǎo)入計(jì)算機(jī)當(dāng)中，在Matlab中進(jìn)行時(shí)域和頻域分析。在采集數(shù)據(jù)過程中SignalTap數(shù)據(jù)長(zhǎng)度設(shè)置為256，即每組數(shù)據(jù)采集256個(gè)點(diǎn)。

圖4　測(cè)試平臺(tái)

當(dāng)輸入信號(hào)A(59.9 MHz,-40 dBm)時(shí)，輸出I/Q信號(hào)時(shí)域和頻域變換，如圖5所示。

圖5　測(cè)試數(shù)據(jù)圖

由圖5可以看出，系統(tǒng)產(chǎn)生大約0.1 MHz的頻偏。為了測(cè)試系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍，輸入中頻60 MHz的單頻正弦信號(hào)，測(cè)出了隨著輸入信號(hào)功率變化，輸出信號(hào)強(qiáng)度變化的趨勢(shì)，測(cè)試結(jié)果如表1所示。

表1動(dòng)態(tài)測(cè)試結(jié)果

按照表1中數(shù)據(jù)做出系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍曲線，如圖6所示。

圖6　動(dòng)態(tài)測(cè)試曲線

可以看出，在輸入動(dòng)態(tài)范圍-96 dB～16 dB內(nèi)，輸出都能保持很好的線性，即系統(tǒng)動(dòng)態(tài)達(dá)到112 dB。

5　結(jié)束語

本系統(tǒng)采用雙通道ADC采樣方式解決了天氣雷達(dá)數(shù)字中頻接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍受限的重要問題，并且這種解決方式是在不破壞原始信號(hào)相位信息的基礎(chǔ)上，適合應(yīng)用于多普勒天氣雷達(dá)當(dāng)中。

本文采用的系統(tǒng)硬件主要包括 Altera Striax II FPGA開發(fā)平臺(tái)、功分器、衰減器。硬件代碼采用QuartusII6.0集成開發(fā)環(huán)境進(jìn)行仿真綜合。經(jīng)過綜合后，F(xiàn)PGA程序占用資源為：LC寄存器10 519個(gè)、RAM745 688位、鎖相環(huán)1個(gè)、DSP單元280個(gè)。在雷達(dá)中頻60 MHz，采樣頻率48 MHz，帶寬1.2 MHz的工作條件下，該硬件系統(tǒng)完成了對(duì)雙通道雷達(dá)I/Q信號(hào)的解調(diào)，并且工作正常。實(shí)驗(yàn)表明：該設(shè)計(jì)方案是可行的，能夠很好地提高雷達(dá)接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍，并應(yīng)用于多普勒天氣雷達(dá)數(shù)字中頻接收機(jī)當(dāng)中。

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馬勇男，1983年生，工程師。研究方向?yàn)楹娇諝庀笱b備管理。

Implementation of Dual-channel Digital IF Processing System for Terminal Weather Radar

MA Yong

(Meteorology Division of South West Air Traffic Management Bureau,Chengdu 610225, China)

Terminal weather radar requires the ability to identify different weather conditions from complex weather conditions for safety of aviation, so the design of large dynamic receiver and noise performance is critical. Based on the constraint analysis of analog digital converter (ADC) to the dynamic range of radar IF receiver, according to band-pass sampling and digital down conversion principle, a digital IF processing system based on field programmable gate array with dual-channel ADC sampling is achieved, and system design principles, methods and test results are given. Through the realization of digital IF processing system with dual-channel ADC sampling, the dynamic range of weather radar receiver is well improved, and this system can be applied to the digital IF receiver of terminal Doppler weather radar.

terminal weather radar; digital IF; digital down conversion; digital filter; dynamic range

馬勇Email：mayong_2002@qq.com

2016-03-18

2016-05-20

TN959.4

A

1004-7859(2016)07-0067-05

·收/發(fā)技術(shù)·

DOI：10.16592/ j.cnki.1004-7859.2016.07.017