基于雙混合鉗位式變流器的永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)控制策略

曹海洋　沈建輝　姜子健　劉　穩(wěn)

(1.中國礦業(yè)大學(xué)信電學(xué)院　徐州　221000　2.江蘇省工程實(shí)驗(yàn)中心　徐州　221000 3.淮安供電公司　淮安　223001)

基于雙混合鉗位式變流器的永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)控制策略

曹海洋1，2沈建輝1，3姜子健1劉穩(wěn)3

(1.中國礦業(yè)大學(xué)信電學(xué)院徐州2210002.江蘇省工程實(shí)驗(yàn)中心徐州221000 3.淮安供電公司淮安223001)

摘要針對大功率雙三電平永磁直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，采用一種新型的混合鉗位式三電平結(jié)構(gòu)，在分析了其工作原理的基礎(chǔ)上，對混合鉗位式三電平變流器的64種電壓空間矢量分別在能量饋入和饋出情況下對中點(diǎn)電位和鉗位電容電壓的影響特性進(jìn)行分析，得出中點(diǎn)電位平衡調(diào)制策略；又對鉗位電容的充放電回路進(jìn)行分析，推導(dǎo)出鉗位電容電壓在能量饋出和能量饋入情況下，分別采用不同的電平狀態(tài)切換的調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)鉗位電容電壓的平衡。在對永磁同步發(fā)電機(jī)(PMSG)和混合鉗位式整流器的數(shù)學(xué)模型研究的基礎(chǔ)上，給出了對機(jī)側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器分開控制的策略。在Matlab/Simulink 平臺(tái)下搭建相應(yīng)的仿真模型，通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提算法的正確性，并且具有較好的動(dòng)、靜態(tài)性能。

關(guān)鍵詞：永磁同步發(fā)電機(jī)混合鉗位雙PWM變流器矢量控制

0引言

直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)因具有效率高、制造方便、控制效果好等優(yōu)點(diǎn)，逐漸成為研究的焦點(diǎn)。主要研究包括：電網(wǎng)故障情況下風(fēng)電系統(tǒng)持續(xù)運(yùn)行[1]、系統(tǒng)中槳距的獨(dú)立調(diào)節(jié)技術(shù)[2-4]、風(fēng)電系統(tǒng)變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[5]、無位置傳感器永磁電機(jī)的矢量控制[6]、最大功率點(diǎn)跟蹤控制[7-9]、多極永磁同步電機(jī)研究[10，11]等。對于永磁直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)所需的全功率變換電路，目前已經(jīng)提出了多種方案，已經(jīng)投入商業(yè)化運(yùn)行的主要是雙PWM 變流器結(jié)構(gòu)，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可通過一定的控制策略在機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)產(chǎn)生近似正弦波的電流，提高了對電機(jī)轉(zhuǎn)矩控制的功率因數(shù)。

雙PWM變流器常采用二極管鉗位式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但是這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)橋臂內(nèi)側(cè)功率開關(guān)器件存在關(guān)斷過電壓、中點(diǎn)電位不平衡等缺陷[12-14]，在一定程度上限制了其應(yīng)用。針對上述不足，本文對一種新型混合鉗位式三電平變流器進(jìn)行了研究，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，即在二極管鉗位結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上每相各增加了一個(gè)鉗位電容。通過鉗位電容的充放電控制可有效抑制直流側(cè)中點(diǎn)電位的波動(dòng)，實(shí)現(xiàn)電流的雙向流動(dòng)，同時(shí)所加鉗位電容對各橋臂內(nèi)側(cè)功率開關(guān)器件的關(guān)斷過電壓進(jìn)行鉗位。

文獻(xiàn)[15]對這種鉗位式變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作原理進(jìn)行詳細(xì)分析，并給出通過交替使用對中點(diǎn)電位影響特性相反的小矢量實(shí)現(xiàn)對中點(diǎn)電位的平衡控制，但是這種方法并沒有給出鉗位電容電壓的平衡調(diào)制策略。文獻(xiàn)[16]采用混合鉗位式雙PWM三電平變頻調(diào)速實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的四象限運(yùn)行，對于中點(diǎn)電位的平衡控制采用檢測6個(gè)鉗位電容電壓和兩個(gè)直流側(cè)電容電壓差值的方法來實(shí)現(xiàn)冗余矢量的優(yōu)化選擇。這種方法的控制精度受傳感器參數(shù)的影響，而且冗余矢量優(yōu)化選擇過程也比較復(fù)雜，并且沒有考慮鉗位電容電壓平衡調(diào)制策略。文獻(xiàn)[17]采用雙PWM變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，網(wǎng)側(cè)變流器基于虛擬磁鏈定向控制實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)控制，并通過仿真和實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證。

本文分析了其工作原理，得出中點(diǎn)電位和鉗位電容電壓的平衡策略，推導(dǎo)建立同步電機(jī)和整流器在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的數(shù)學(xué)模型，并將機(jī)側(cè)變流器仿真模型和網(wǎng)側(cè)變流器仿真模型統(tǒng)一參數(shù)后連接起來，利用Matlab/Simulink 進(jìn)行仿真，通過仿真驗(yàn)證了控制策略的正確性。最后，通過實(shí)驗(yàn)，調(diào)節(jié)風(fēng)速大小，觀察網(wǎng)側(cè)電壓和電流波形。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：雙混合鉗位式變流器用于永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，使系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能。

圖1　混合鉗位式雙三電平永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1　The hybrid clamp permanent magnet direct-driven wind generation system

1混合鉗位式三電平變流器的拓?fù)浼肮ぷ髟?/p>

1.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

混合鉗位式三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示?；旌香Q位式變流器的拓?fù)涫窃趥鹘y(tǒng)二極管鉗位式結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上增加了3個(gè)鉗位電容Cx1、Cx2、Cx3，鉗位電容和鉗位二極管可以為負(fù)載電流提供雙向通路。

1.2工作原理

混合鉗位式三電平變流器存在4種開關(guān)狀態(tài)，見表1，下面以a相為例來分析混合鉗位式三電平逆變器的工作原理。

圖2　混合鉗位式三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2　Topology structure of hybrid-clamped three-level inverter

表1　混合鉗位式三電平變流器a相橋臂的開關(guān)狀態(tài)

(1)P開關(guān)狀態(tài)。功率開關(guān)器件Sa1、Sa2導(dǎo)通，Sa3、Sa4關(guān)斷，定義這種開關(guān)狀態(tài)為P態(tài)。在這種狀態(tài)下，電流可以通過Sa1和Sa2由直流側(cè)流向負(fù)載，或者通過Sa1和Sa2的反并聯(lián)二極管VD11、VD12由負(fù)載流向直流側(cè)，如圖3a中實(shí)線箭頭所示，此時(shí)相對于直流側(cè)中點(diǎn)輸出電平為Udc/2。在初始狀態(tài)下，鉗位電容Cxa預(yù)充電至Udc/2，當(dāng)鉗位電容電壓小于直流側(cè)電容C1的電壓時(shí)，將由直流側(cè)電容C1通過圖3a中虛線所示回路Sa1—Cxa—VD12充電至Udc/2。

(2)A開關(guān)狀態(tài)。功率開關(guān)器件Sa2、Sa4導(dǎo)通，Sa1、Sa3關(guān)斷，定義這種開關(guān)狀態(tài)為A態(tài)。在這種狀態(tài)下，電流由直流側(cè)電容C2經(jīng)鉗位二極管VD11和功率開關(guān)器件Sa2由直流側(cè)流向負(fù)載，或者通過Sa2的反并聯(lián)二極管VD12、鉗位電容Cxa和功率開關(guān)器件Sa4由負(fù)載流向直流側(cè)，如圖3b中實(shí)線箭頭所示，此時(shí)相對于直流側(cè)中點(diǎn)輸出電平為0。當(dāng)直流側(cè)電容C2電壓值大于鉗位電容電壓時(shí)，鉗位電容Cxa將通過圖3b中虛線所示通路VD11—Cxa—Sa4進(jìn)行充電；當(dāng)直流側(cè)電容C2電壓值小于鉗位電容電壓時(shí)，鉗位電容可以通過功率開關(guān)器件Sa4的反并聯(lián)二極管VD14、鉗位電容Cxa和功率開關(guān)器件Sa2組成的回路放電，如圖3b中虛線所示。在這種開關(guān)狀態(tài)下，鉗位電容可以通過自身的充放電過程實(shí)現(xiàn)鉗位電容電壓和直流側(cè)電容電壓的自動(dòng)均衡控制。

(3)B開關(guān)狀態(tài)。功率開關(guān)器件Sa1、Sa3導(dǎo)通，Sa2、Sa4關(guān)斷，定義這種狀態(tài)為B態(tài)。在這種狀態(tài)下，電流由直流側(cè)電容C1經(jīng)功率開關(guān)器件Sa1、鉗位電容Cxa和功率開關(guān)器件Sa3的反并聯(lián)二極管VD13由直流側(cè)流向負(fù)載，或者通過功率開關(guān)器件Sa3和鉗位二極管VD12由負(fù)載流向直流側(cè)，如圖3c中實(shí)線箭頭所示，此時(shí)輸出電平為0。當(dāng)直流側(cè)電容C1電壓值大于鉗位電容電壓時(shí)，鉗位電容Cxa將通過圖3c中虛線所示通路Sa1—Cxa—VD12進(jìn)行充電；當(dāng)直流側(cè)電容C1電壓值小于鉗位電容電壓時(shí)，鉗位電容可以通過功率開關(guān)器件Sa3、鉗位電容Cxa和功率開關(guān)器件Sa1的反并聯(lián)二極管VD11組成的通路向負(fù)載放電，如圖3c中虛線所示。在這種開關(guān)狀態(tài)下，鉗位電容同樣可以通過自身的充放電過程實(shí)現(xiàn)鉗位電容電壓和直流側(cè)電容電壓的自動(dòng)均衡控制。

(4)N開關(guān)狀態(tài)。功率開關(guān)器件Sa3、Sa4導(dǎo)通，Sa1、Sa2關(guān)斷，定義這種狀態(tài)為N態(tài)。在這種狀態(tài)下，電流可以通過Sa3和Sa4由負(fù)載流向直流側(cè)，或者通過Sa3和Sa4的反并聯(lián)二極管VD13、VD14由直流側(cè)流向負(fù)載，如圖3d中實(shí)線箭頭所示。此時(shí)相對于直流側(cè)中點(diǎn)輸出電平為-Udc/2。在初始狀態(tài)下，鉗位電容Cxa預(yù)充電至Udc/2，當(dāng)鉗位電容電壓小于直流側(cè)電容C2的電壓時(shí)，將由直流側(cè)電容C2通過鉗位二極管VD11、鉗位電容Cxa和功率開關(guān)器件Sa4充電至Udc/2，如圖3d中虛線所示。

圖3　4種電平狀態(tài)下電流路徑Fig.3　Diagrams of current circuit of four level state

因此，4種電平狀態(tài)下，當(dāng)直流側(cè)電容C1或C2電壓值大于鉗位電容電壓時(shí)，直流側(cè)電容可以通過對鉗位電容充電來降低自身的電壓，減小中點(diǎn)電位的波動(dòng)；而當(dāng)鉗位電容電壓高于直流側(cè)電容C1或C2電壓值，并且電平狀態(tài)是A態(tài)或B態(tài)時(shí)，鉗位電容則可以通過向負(fù)載放電降低自身電壓。因此，通過直流側(cè)電容對鉗位電容的充電及放電可以實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位的自動(dòng)均衡控制，減少中點(diǎn)電位波動(dòng)。

2混合鉗位式三電平逆變器SVPWM調(diào)制算法

混合鉗位式變流器的電壓空間矢量如圖4所示?；旌香Q位式三電平變流器的調(diào)制算法與NPC三電平變流器的調(diào)制算法相比只是電壓空間矢量的選擇不同。電壓空間矢量選擇需要根據(jù)每個(gè)電壓空間矢量對中點(diǎn)電位的影響特性和開關(guān)切換對鉗位電容電壓的影響共同決定。為保證鉗位電容電壓平衡，在能量饋出的狀態(tài)下，在一個(gè)采樣周期內(nèi)，電平狀態(tài)的切換應(yīng)該遵循P?A，B?N的原則；在能量饋入的情況下，電平狀態(tài)的切換應(yīng)該遵循P?B，A?N原則。

圖4　電壓空間矢量Fig.4　Space voltage vectors

圖5　合成參考電壓矢量Fig.5　The reference voltage vector composition

由表2可知：在能量饋出狀態(tài)下，1號(hào)和2號(hào)“七段式”電壓空間矢量組合會(huì)造成中點(diǎn)電位下降；3號(hào)和7號(hào)“七段式”電壓空間矢量組合會(huì)造成中點(diǎn)電位上升；5號(hào)、6號(hào)和8號(hào)“七段式”電壓空間矢量組合對中點(diǎn)電位的影響特性不確定；4號(hào)“七段式”電壓空間矢量組合會(huì)造成中點(diǎn)電位上升，但由于矢量PBB和矢量ANN的作用時(shí)間相等，二者對中點(diǎn)電位的影響特性可以相互抵消，相對于3號(hào)和7號(hào)而言，上升的幅度較小，因此選擇4號(hào)組合，且均遵循P?A，B?N的原則，滿足鉗位電容電壓平衡控制。同理分析，在能量饋入狀態(tài)下，選擇PAA→PAN→PNN→BNN→PNN→PAN→PAA來合成目標(biāo)參考電壓。

表2　合成目標(biāo)參考電壓ref的電壓空間矢量組合對中點(diǎn)電位影響特性

3數(shù)學(xué)模型構(gòu)建

3.1永磁同步發(fā)電機(jī)數(shù)學(xué)模型

建立永磁同步發(fā)電機(jī)(Permanent Magnet Synchronous Generator,PMSG)的數(shù)學(xué)模型是分析發(fā)電機(jī)性能及控制發(fā)電機(jī)的基礎(chǔ)，為了分析簡化，假設(shè)永磁同步發(fā)電機(jī)是理想發(fā)電機(jī)，即可忽略鐵心磁飽和影響，不考慮渦流和磁滯損耗；認(rèn)為永磁材料的電導(dǎo)率為零；轉(zhuǎn)子上沒有阻尼繞組；定子三相對稱，感應(yīng)電動(dòng)勢為正弦[18]。

采用矩陣坐標(biāo)變換方法，規(guī)定發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子磁極軸線與d軸重合，q軸超前d軸90°電角度，得到dq軸坐標(biāo)系下PMSG的數(shù)學(xué)模型為

(1)

式中，usd、usq分別為等效的交、直軸電壓；ωe為轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)的電角速度，rad/s；Rs為每相定子繞組的電樞電阻；Ld、Lq分別為交、直軸定子繞組自感；isd、isq分別為等效的交、直軸電流；ψsd、ψsq為永磁體磁鏈的最大值。

PMSG的電磁轉(zhuǎn)矩為

Te=Np(ψsdisq-ψsqisd)=Npisq[(Lq-Ld)id+ψf]

(2)

式中，Np為PMSG的極對數(shù)。

PMSG轉(zhuǎn)子永磁體采用徑向表面分布式，Ld=Lq，此時(shí)電磁轉(zhuǎn)矩為

Te=Npisqψf

(3)

PMSG的運(yùn)動(dòng)方程為

(4)

式中，Tm為發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子的機(jī)械轉(zhuǎn)矩，N·m；ωr為發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子角速度，rad/s，ωr=ωe/Np；J為發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，kg·m2。

PMSG采用轉(zhuǎn)子磁鏈定向控制，將d軸與PMSG轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶喀譮重合，并使isd=0、is=isa，此時(shí)，電磁轉(zhuǎn)矩與定子q軸電流呈正比，通過調(diào)節(jié)isd即可調(diào)節(jié)PMSG的電磁轉(zhuǎn)矩，進(jìn)而調(diào)節(jié)發(fā)電機(jī)和風(fēng)力機(jī)的轉(zhuǎn)速。

3.2混合鉗位式三電平PWM整流器的數(shù)學(xué)模型

混合鉗位式三電平整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6　混合鉗位式三電平整流器Fig.6　The hybrid clamp three level rectifier

現(xiàn)引入開關(guān)函數(shù)Si(i=a，b，c)建立其數(shù)學(xué)模型[19，20]。當(dāng)Si1、Si2導(dǎo)通，Si3、Si4關(guān)斷時(shí)，Si=1；當(dāng)Si1、Si3導(dǎo)通，Si2、Si4關(guān)斷或Si2、Si4導(dǎo)通，Si1、Si3關(guān)斷時(shí)，Si=0；當(dāng)Si3、Si4導(dǎo)通，Si1、Si2關(guān)斷時(shí)，Si=-1。當(dāng)Si=1時(shí)，SiP=1；當(dāng)Si=0時(shí)，SiO=1；當(dāng)Si=-1時(shí)，SiN=1。通過坐標(biāo)變換可得兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下三相混合鉗位式三電平整流器的數(shù)學(xué)模型為

(5)

式中，Ls、Rs分別為整流器交流側(cè)電感和等效電阻；ed、eq為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系電網(wǎng)電壓；id、iq為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的交流側(cè)輸入電流。

開關(guān)函數(shù)為

(6)

4直驅(qū)式PMSG系統(tǒng)控制策略

4.1網(wǎng)側(cè)變換器控制策略

本文研究的永磁直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)變流器工作在單位功率因數(shù)逆變狀態(tài)，既減小了饋入電網(wǎng)無功功率，也降低了系統(tǒng)對變流器容量的需求。對于網(wǎng)側(cè)混合鉗位式變流器的控制，這里采用基于電網(wǎng)電壓定向的直接電流控制策略，將d軸定向于電網(wǎng)電壓矢量方向，則其在q軸上的投影等于零。通過控制q軸電流使其等于零，可以實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)變流器在單位功率因數(shù)狀態(tài)下運(yùn)行，而d軸電流決定了有功功率的大小。其基于電網(wǎng)電壓定向的雙閉環(huán)SVPWM的控制原理結(jié)構(gòu)框圖如圖7所示，電壓反饋控制為外環(huán)，電壓PI調(diào)節(jié)器的輸出作為d軸電流(有功電流分量)的給定，內(nèi)環(huán)為雙電流控制環(huán)，主要作用是快速跟蹤電壓外環(huán)輸出的有功電流值和給定無功電流值。

圖7　網(wǎng)側(cè)變流器的雙閉環(huán)控制策略Fig.7　The double closed-loop control strategy of grid-side converter

4.2機(jī)側(cè)變換器控制策略

(7)

結(jié)合跟蹤指令電壓矢量的SVPWM控制技術(shù)產(chǎn)生觸發(fā)脈沖，控制機(jī)側(cè)變流器。機(jī)側(cè)變流器的控制系統(tǒng)框圖如圖8所示。

圖8　機(jī)側(cè)變流器的控制策略Fig.8　The control strategy of generator-side converter

5仿真與實(shí)驗(yàn)

5.1仿真

應(yīng)用Matlab/Simulink平臺(tái)搭建仿真模型，按照上述的機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)變流器控制策略進(jìn)行仿真。仿真參數(shù)：定子繞組等效電阻Rs=0.055 Ω，等效電感Ld=Lq=0.4 mH；電機(jī)極對數(shù)Np=30；永磁磁通ψf=7.8 Wb；慣性系數(shù)J=8 759 kg·m2；摩擦系數(shù)F=0，直流母線電壓給定值Udc=1 100 V，直流側(cè)電容C1=C2=0.03 F，網(wǎng)側(cè)交流電壓峰值Em=563 V，濾波電感L=0.3 mH，采樣頻率f=2 kHz，系統(tǒng)仿真結(jié)果如圖9所示。

圖9　直驅(qū)式永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)仿真波形Fig.9　Simulation results of direct-driven PMSG system

圖9a為發(fā)電機(jī)定子端輸出的三相電流波形，由圖9a可見通過網(wǎng)側(cè)混合鉗位式三電平PWM變流器的控制實(shí)現(xiàn)了輸出電流的正弦波控制；圖9b為發(fā)電機(jī)定子端輸出的線電壓波形，由圖9a、圖9b可以看出發(fā)電機(jī)輸出的電壓和電流隨轉(zhuǎn)速的變化而變化；圖9c為發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速跟蹤最大功率輸出控制模型的輸出轉(zhuǎn)速波形；圖9d為直流母線電壓波形，由圖9d可見通過電壓外環(huán)的控制直流母線電壓穩(wěn)定在給定值附近，風(fēng)速變化時(shí)直流電壓也會(huì)出現(xiàn)波動(dòng)，但很快又會(huì)恢復(fù)穩(wěn)定；圖9e為網(wǎng)側(cè)逆變器輸出的電流波形，由圖9e可見通過變流器的作用可以實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流的完全正弦波控制；圖9f為發(fā)電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩波形；圖9g為網(wǎng)側(cè)電壓波形，從圖9g中可以看出通過網(wǎng)側(cè)變流器的作用實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)并網(wǎng)控制。仿真結(jié)果證明了本文所采用的控制策略的正確性及混合鉗位式變流器用于永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的可行性。

5.2樣機(jī)實(shí)驗(yàn)

圖10　永磁直驅(qū)同步風(fēng)力發(fā)電實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.10　Structure of direct-driven permanent magnet synchronous wind-power generation experiment syste

為進(jìn)一步測試混合鉗位式變流器的性能，本文建立了基于混合鉗位變流器的永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電模擬實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，如圖10所示。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：定子繞組等效電阻Rs=0.055 Ω，等效電感Ld=Lq=0.4 mH；發(fā)電機(jī)極對數(shù)Np=30；永磁磁通ψf=7.8 Wb；慣性系數(shù)J=8 759 kg·m2；摩擦系數(shù)F=0，直流母線電壓給定值Udc=1 100 V，直流側(cè)電容C1=C2=0.03 F，網(wǎng)側(cè)交流電壓峰值Em=563 V，濾波電感L=0.3 mH，采樣頻率f=2 kHz。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11和圖12所示。圖11為并網(wǎng)輸出電壓電流波形，圖12為風(fēng)速變化時(shí)網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形，結(jié)果表明混合鉗位式變流器用于永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，可以使系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能。

圖11　并網(wǎng)輸出電壓、電流波形Fig.11　Grid-connected inverter grid voltage and current waveforms

圖12　網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形Fig.12　The output of grid-side voltage and current waveforms

6結(jié)論

本文對一種新型混合鉗位式雙三電平永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)控制策略進(jìn)行了研究，并通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提算法的正確性。由于新型混合鉗位式變流器能夠鉗位住橋臂內(nèi)側(cè)功率開關(guān)器件關(guān)斷過電壓，自動(dòng)均衡中點(diǎn)電位，減少并網(wǎng)電流諧波含量，具有良好的工業(yè)應(yīng)用前景。

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Control Strategy of Permanent Magnet Direct-Driven Wind Generation System Based on Hybrid Clamp Dual PWN Rectifier

Cao Haiyang1，2Shen Jianhui1，3Jiang Zijian1Liu Wen3

(1.School of Information and Electrical EngineeringChina University of Mining and Technology Xuzhou221000China 2.Jiangsu Xuzhou Engineering Experiment CenterXuzhou221000China 3.Huaian Power Supply CorporationHuaian223001China)

AbstractFor the high power dual three-level permanent magnet direct-driven wind generation system,a novel hybrid clamped three-level inverter topology is adopted and its operational principle is analyzed.The impact characteristics of 64 voltage space vectors on the neutral point potential and the clamping capacitor voltage are analyzed respectively in the cases of feed-in and feed-out state to achieve the neutral point potential balance control strategy.On the basis of the clamping capacitor’s charging and discharging circuits,different level state switching methods are used to control the clamping capacitor voltage balance in the case of feed-in and feed-out states.Based on the mathematical model of the permanent magnet synchronous generator(PMSG)and the hybrid clamped converter,the separation control strategies of the converter by the machine side and the grid-side converter are proposed respectively.The simulation model is built based on Matlab/Simulink.The control strategy is verified to be correct and have good static and dynamic properties.

Keywords：Permanent magnet synchronous generator，hybrid clamp，dual PWM rectifier，vector control

收稿日期2014-11-21改稿日期2015-10-29

作者簡介E-mail：hycao1018@126.com E-mail：shenjianhui0309@163.com(通信作者)

中圖分類號(hào)：TM46

曹海洋男，1976年生，博士，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡姶偶嫒莺惋L(fēng)力發(fā)電。

沈建輝男，1990年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力拖動(dòng)。