并聯(lián)式繞組開放式永磁同步發(fā)電機系統(tǒng)改進電流控制策略

魏佳丹　何　健　鄭青青　周　波

(南京航空航天大學(xué)自動化學(xué)院　南京　210016)

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并聯(lián)式繞組開放式永磁同步發(fā)電機系統(tǒng)改進電流控制策略

魏佳丹何健鄭青青周波

(南京航空航天大學(xué)自動化學(xué)院南京210016)

摘要為解決傳統(tǒng)永磁同步發(fā)電機系統(tǒng)存在的輸出電壓調(diào)節(jié)困難和適應(yīng)轉(zhuǎn)速范圍窄的問題，針對一種新型的并聯(lián)式繞組開放式永磁發(fā)電機系統(tǒng)中固有的零序電流和諧波問題，在分析并聯(lián)式繞組開放式發(fā)電系統(tǒng)工作原理與零序電流產(chǎn)生機理的基礎(chǔ)上，提出一種改進型電流控制策略，該方法在傳統(tǒng)PI控制策略的基礎(chǔ)上，增加對發(fā)電系統(tǒng)中整流橋側(cè)的偏置電壓的補償量，抑制PI調(diào)節(jié)器輸出的波動，實現(xiàn)電流諧波的抑制。最后，通過仿真和實驗分析驗證了該文提出的改進型電流控制策略與傳統(tǒng)電流控制策略相比具有優(yōu)良的控制性能。

關(guān)鍵詞：并聯(lián)式繞組開放式永磁同步發(fā)電機零序電流諧波問題電流控制策略

0引言

永磁同步發(fā)電機(Permanent Magnet Synchronous Generator，PMSG)因具有結(jié)構(gòu)簡單及功率密度高等優(yōu)點，在風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)、車載電源系統(tǒng)等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用[1-3]。然而常規(guī)的永磁同步發(fā)電機結(jié)合PWM整流器構(gòu)成的發(fā)電系統(tǒng)中，傳統(tǒng)三相電壓型PWM整流器屬于升壓變換器，正常運行過程中發(fā)電機線電壓小于直流側(cè)電壓值，從而限制了永磁發(fā)電機的高速運行范圍。一種不改變電機本體結(jié)構(gòu)，只將電機繞組的中性點打開構(gòu)成的開放式繞組結(jié)構(gòu)[4-6]得到了人們的廣泛關(guān)注，該拓撲通過將繞組的中性點打開，并在繞組兩端分別連接一套變換器，使得發(fā)電機繞組一側(cè)的電壓不再只受發(fā)電機相電壓影響，還與電機繞組兩側(cè)的變換器工作狀態(tài)有關(guān)，可以通過變換器的控制間接地調(diào)節(jié)發(fā)電機輸出電壓以拓寬永磁發(fā)電機的運行范圍。

常用的開放式繞組拓撲為雙逆變器拓撲[7-9]，但由于變換器數(shù)量的增加，使得系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)和控制算法變得復(fù)雜。文獻[10]提出一種基于蓄電池、整流橋、逆變器、繞組開放式永磁同步發(fā)電機的新型車載起動/發(fā)電系統(tǒng)，與雙逆變器系統(tǒng)相比，該系統(tǒng)不僅能實現(xiàn)永磁同步發(fā)電機系統(tǒng)的調(diào)壓控制，并且簡化了系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)和節(jié)約了成本，具有重要的研究價值。但該新型起動/發(fā)電系統(tǒng)的前級使用蓄電池，增加了系統(tǒng)成本，并且在運行過程中蓄電池長期處于充放電狀態(tài)，導(dǎo)致其存在使用壽命的問題。

為了避免上述問題，本文將開放式永磁同步發(fā)電機繞組兩側(cè)的整流橋和逆變器直流側(cè)并聯(lián)構(gòu)成一種新型的并聯(lián)式繞組開放式永磁同步發(fā)電系統(tǒng)，不僅可進一步簡化發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，且降低了系統(tǒng)成本。然而，該新型并聯(lián)式拓撲中整流橋和逆變器的直流側(cè)并聯(lián)使得系統(tǒng)中產(chǎn)生零序電流流通路徑[11-13]，若采用不恰當(dāng)?shù)恼{(diào)制策略，將導(dǎo)致電機繞組中產(chǎn)生零序電流。零序電流不僅會增加系統(tǒng)的損耗和變換器的容量，還會通過電磁感應(yīng)產(chǎn)生軸承電壓和軸承電流，從而降低電機軸承壽命[14，15]。

本文首先分析了該新型并聯(lián)式繞組開放式發(fā)電系統(tǒng)的工作原理，針對并聯(lián)式拓撲中整流橋和逆變器的直流側(cè)并聯(lián)的特殊結(jié)構(gòu)以及傳統(tǒng)的SVPWM策略導(dǎo)致系統(tǒng)中產(chǎn)生零序電流，使得相電流發(fā)生嚴(yán)重畸變的問題，采用SPWM策略直接對三相坐標(biāo)系中的電壓進行調(diào)制，消除三相電壓中存在的零序電壓分量，從而實現(xiàn)對零序電流的調(diào)節(jié)，以降低相電流畸變。但本系統(tǒng)中由于繞組右側(cè)整流橋的存在，導(dǎo)致SPWM調(diào)制波在正負半軸產(chǎn)生電壓偏移，呈現(xiàn)非正弦狀，影響到SPWM策略中相電流的控制效果。因此本文在分析并聯(lián)式拓撲中SPWM策略使得調(diào)制波發(fā)生變形原因的基礎(chǔ)上，提出一種改進型SPWM策略，解決系統(tǒng)中整流橋的存在使得SPWM調(diào)制產(chǎn)生電壓偏置的問題，并進一步抑制相電流諧波。最后通過仿真和實驗分析，驗證了本文提出的改進型SPWM策略對電流諧波具有優(yōu)良的抑制效果。

1系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與工作原理

1.1系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)

圖1為并聯(lián)式繞組開放式永磁同步發(fā)電機控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，該系統(tǒng)由逆變器、繞組開放式永磁同步發(fā)電機、整流橋、控制器、濾波器以及負載構(gòu)成，逆變器和整流橋的兩個直流側(cè)并聯(lián)。

圖1　并聯(lián)式繞組開放式永磁發(fā)電機系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1　Structure diagram of parallel-connected open-winding PMSG system

將永磁同步發(fā)電機繞組的中性點打開，在發(fā)電機繞組一側(cè)配置逆變器，另一側(cè)配置整流橋，并將整流橋和逆變器之間通過直流母線相連構(gòu)成并聯(lián)式繞組開放式永磁同步發(fā)電機拓撲?？刂破魍ㄟ^采集發(fā)電機的轉(zhuǎn)子位置、三相電流和負載電壓信號給出驅(qū)動信號，并通過逆變器的調(diào)制實現(xiàn)系統(tǒng)輸出電壓的控制。

1.2工作原理

由于相繞組的中性點打開，三相繞組之間相互解耦，可以實現(xiàn)每相繞組的獨立控制。以A相繞組為例，等效電路如圖2所示，電機繞組左側(cè)的兩個IGBT分別記為VT1和VT4，其體二極管記為VD11和VD41，繞組右側(cè)的兩個二極管記為VD1和VD4，并規(guī)定圖2中所示的ea和ia方向為正方向。

圖2　A相繞組等效電路Fig.2　Equivalent circuit diagram of phase A

當(dāng)發(fā)電機反電動勢為正時，相電流方向與圖2中所示的正方向相反為負，等效電路的工作狀態(tài)如圖3所示，圖3a為VT4導(dǎo)通、VT1關(guān)斷時電路的工作狀態(tài)，此時相繞組中的電流通過電機繞組、VT4和VD4形成回路，負載由濾波電容供電，若忽略IGBT和二極管的導(dǎo)通壓降，回路中的電壓方程為

(1)

式中，Ra為A相繞組的內(nèi)阻；La為A相等效電感；ea為發(fā)電機反電動勢；ia為A相電流。忽略A相繞組的內(nèi)阻Ra，式(1)可簡化為

(2)

當(dāng)ea>0時，A相電流ia幅值增加，電流給繞組電感充電儲能。當(dāng)VT4關(guān)斷時，此時無論VT1關(guān)斷或是導(dǎo)通，相電流仍沿原來方向進行續(xù)流，如圖3b所示，此時電流經(jīng)電機繞組、VD11、負載和VD4形成續(xù)流回路，回路中的電壓方程為

(3)

式中，ea和ia分別為續(xù)流狀態(tài)下發(fā)電機的反電動勢和相電流；VL為負載輸出電壓。同樣忽略A相繞組的內(nèi)阻Ra，式(3)可簡化為

(4)

式中，若ea>VL，則ia幅值增加，此時即使將VT4導(dǎo)通，根據(jù)式(2)可知，ia幅值仍然增加，可見若ea>VL，將導(dǎo)致相電流出現(xiàn)失控問題，因此，系統(tǒng)正常發(fā)電時要求ea必須小于VL。由于ea

圖3　反電動勢為正時等效電路工作狀態(tài)Fig.3　Equivalent operation status with the positive back electromotive force

綜上所述，當(dāng)相繞組的反電動勢為正時，通過控制VT4的導(dǎo)通或關(guān)斷就能實現(xiàn)對A相電流和負載電壓的控制。當(dāng)VT4導(dǎo)通時，相電流負向增加，負載電壓下降；當(dāng)VT4關(guān)斷時，相電流負向減小，負載電壓增加，如圖3所示。同理，當(dāng)反電動勢方向為負時，當(dāng)VT1導(dǎo)通時，相電流正向增加，負載電壓減小；當(dāng)VT1關(guān)斷時，相電流正向減小，負載電壓增加，即控制VT1和VT4的開關(guān)狀態(tài)即可實現(xiàn)對輸出電壓的控制。

由于B、C相等效電路與A相相同，同理可得到B、C相的電流和電壓的控制方法，從而可通過對電機三相電流的控制實現(xiàn)系統(tǒng)輸出功率調(diào)節(jié)和負載穩(wěn)壓控制。然而，本文采用的并聯(lián)式拓撲中由于整流橋和逆變器直流側(cè)并聯(lián)，使得系統(tǒng)中存在零序電流的流通路徑，為此，在控制相電流和負載電壓時必須考慮到零序電流抑制問題，下面將首先對本文采用的并聯(lián)式拓撲中零序電流產(chǎn)生機理進行分析。

1.3零序電流的組成

本文采用的并聯(lián)式拓撲中，三相電流之和等于兩條直流母線電流之和，若采用不恰當(dāng)?shù)恼{(diào)制策略，電路中會有零序電流流過。將電機三相繞組電流通過傅里葉分解為各次諧波電流之和[16]，則零序電流為各次諧波對應(yīng)的零序電流之和，各次諧波對應(yīng)的零序電流分別為

(5)

式中，i01、i02和i03分別為基波、2次和3次諧波對應(yīng)的零序電流；im1、im2和im3分別為基波、2次和3次諧波對應(yīng)的電流幅值；ω為發(fā)電機的角頻率。由于非3n次諧波對應(yīng)的三相電流幅值相等，相位相差120o，所以三相電流之和都為零，零序電流也為零；而3n次諧波對應(yīng)的三相電流的幅值相等，相位相同，三相電流之和不為零，零序電流也不為零，由此可得到各次諧波對應(yīng)的零序電流的通用表達式為

(6)

式中，n為正整數(shù)；im(3n)為第3n次諧波的幅值；i0(3n)、i0(3n-1)和i0(3n-2)分別為3n、3n-1和3n-2次諧波對應(yīng)的零序電流。由式(6)可見，只有3n次諧波對應(yīng)的零序電流不為零，但由于永磁同步發(fā)電機結(jié)構(gòu)的對稱性和對三相信號控制的對稱性，發(fā)電機繞組中不存在偶數(shù)次諧波，所以只有3(2n-1)次諧波會形成零序電流，并且零序電流與對應(yīng)的相電流諧波的幅值、相位和頻率相同。因此，對應(yīng)相電流零序電流越大，諧波含量就越高，相電流畸變就越大，并且零序電流不產(chǎn)生有功功率，只能通過熱能消耗，會引起電機發(fā)熱。

目前關(guān)于雙變換器繞組開放式系統(tǒng)中零序電流的抑制方法主要有硬件電路抑制法[17]、矢量重新分配法[18]、零序補償器法[19]。但這些方法的控制算法都比較復(fù)雜，甚至部分需增加額外的硬件電路，并且這些方法多針對雙逆變器或雙半控橋的繞組開放式系統(tǒng)，均不適用于本文提出的整流器和逆變器構(gòu)成的開放式拓撲，因此需針對本文提出的新型繞組開放式拓撲中，開放式繞組右側(cè)采用整流橋這一特殊結(jié)構(gòu)，研究其合適的零序電流抑制策略。

目前三相橋式變換器中應(yīng)用最為廣泛的兩種調(diào)制策略是SVPWM和SPWM，典型的SVPWM是對注入零序分量的三相調(diào)制波進行規(guī)則采樣的一種變形SPWM[20，21]，SVPWM通過在調(diào)制波中注入零序分量提高直流側(cè)電壓利用率，被廣泛應(yīng)用于三相星形繞組聯(lián)結(jié)的電機拓撲中，這些拓撲中由于中性點的存在，三相電流之和始終等于零，不存在零序電流問題，所以在矢量合成時，只對α和β軸電壓進行調(diào)制，無需對零序電壓進行調(diào)制，從而不能對零序電流進行抑制。并聯(lián)式繞組開放式永磁發(fā)電機系統(tǒng)中逆變器和整流橋直流側(cè)并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，導(dǎo)致電路中存在零序電流流通路徑，若仍采用SVPWM策略，系統(tǒng)中會產(chǎn)生零序電流，導(dǎo)致相電流畸變，從而降低系統(tǒng)的運行效率。而SPWM策略通過對三相坐標(biāo)系中三相電壓的調(diào)制實現(xiàn)對三相電流的控制，從而能間接地控制零序電流，因此，更適用于本文的并聯(lián)式發(fā)電系統(tǒng)中。

2系統(tǒng)控制策略

圖4　SPWM策略的控制框圖Fig.4　Schematic diagram of SPWM method

由于并聯(lián)式發(fā)電系統(tǒng)中發(fā)電機繞組的另一側(cè)連接三相整流橋，整流橋側(cè)的電壓會對逆變器的輸出電壓產(chǎn)生影響，根據(jù)圖2所示的A相繞組等效電路分析其SPWM調(diào)制策略。對應(yīng)直流側(cè)的中點O為參考點，若忽略開關(guān)管和二極管的導(dǎo)通壓降，可得到逆變器A相的端電壓表達式為

(7)

式中，UAO為逆變器A相的端電壓，對應(yīng)于等效電路中點A點和參考點O之間的電壓，可看出此時開關(guān)管的端電壓不僅與發(fā)電機的相電壓有關(guān)，還受發(fā)電機相電流流向和負載電壓的影響。

繞組開放式發(fā)電機的相電壓方程為

(8)

當(dāng)忽略發(fā)電機繞組內(nèi)阻時，發(fā)電機的相電壓僅與反電動勢ea和相電流ia的變化率有關(guān)。假設(shè)ea和ia均為正弦波，則UA也是正弦波。那么將式(8)帶入式(7)中可得

(9)

從式(8)可知，本文提出的并聯(lián)式繞組開放式系統(tǒng)的端電壓是在發(fā)電機相電壓UA的基礎(chǔ)上，根據(jù)電流方向偏移VL/2或-VL/2得到。根據(jù)對式(8)的分析已知UA呈正弦，并且發(fā)電運行時相電壓UA和相電流ia的方向相反。根據(jù)式(9)，當(dāng)ia為正時，UA為負，此時將UA往坐標(biāo)軸負方向偏移VL/2得到UAO；同理當(dāng)ia為負時，UA為正，UAO由UA向坐標(biāo)軸正方向偏移VL/2得到，對應(yīng)三相逆變器采用SPWM調(diào)制策略，其輸出端電壓波形與調(diào)制波相對應(yīng)，由上述逆變器輸出的端電壓UAO可推導(dǎo)出對應(yīng)逆變器A相的調(diào)制波波形，如圖5所示。

圖5　調(diào)制波與相電流和電壓的關(guān)系Fig.5　Waveforms of relations among modulation wave，phase current and voltage

由圖4，可根據(jù)調(diào)制波波形經(jīng)過反Park/Clark變換后反向推導(dǎo)出電流環(huán)的目標(biāo)輸出值，因此為獲得如圖5所示的SPWM調(diào)制所需的理想狀態(tài)下的非正弦狀調(diào)制波波形，對應(yīng)要求電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出波形如圖6所示，非正弦調(diào)制波使得各電流環(huán)輸出均為波動量，采用常規(guī)的PI調(diào)節(jié)器通常難以實現(xiàn)該波動量的輸出，并且經(jīng)過坐標(biāo)變換后獲得SPWM調(diào)制波將明顯區(qū)別于圖5，導(dǎo)致系統(tǒng)的控制性能變差。

圖6　d/q/0軸電流調(diào)節(jié)器輸出波形Fig.6　Output waveforms of d/q/0-axis PI regulator

因此本系統(tǒng)中需要針對SPWM調(diào)制過程中調(diào)制波的特殊性，在分析調(diào)制波畸變原因的基礎(chǔ)上，對現(xiàn)有的電流控制策略加以改進，以改善系統(tǒng)的控制性能。

3電改進流控制策略

本系統(tǒng)中SPWM調(diào)制波發(fā)生變形的原因在于發(fā)電機繞組一側(cè)整流橋的存在，該整流橋存在使得SPWM調(diào)制波出現(xiàn)了±VL/2的偏置，導(dǎo)致出現(xiàn)如圖5所示的調(diào)制波形，若能對整流橋的電壓偏置進行補償，消除整流橋的影響，即采用簡單的PI調(diào)節(jié)器實現(xiàn)對電流環(huán)的穩(wěn)定控制。由此，本文提出一種改進型電流控制策略，在電流環(huán)輸出側(cè)補償由于整流橋?qū)е碌摹繴L/2的偏置，即圖6所示的系統(tǒng)理想輸出狀態(tài)下各調(diào)節(jié)器的波動量由補償環(huán)節(jié)提供，無需PI調(diào)節(jié)器實現(xiàn)，可有效穩(wěn)定電流環(huán)調(diào)節(jié)器的輸出，改善電流環(huán)的控制性能。

圖7為采用前饋補償后得到的改進型SPWM策略的控制框圖。整流橋交流側(cè)的端電壓通過相電流的方向進行確定，表達式為

(10)

經(jīng)過坐標(biāo)變換得到d/q/0軸電壓的補償值為

(11)

式中，Urd、Urq和Ur0分別為d、q和零序電流調(diào)節(jié)器輸出的補償值。綜合式(10)和式(11)可得整流橋側(cè)電壓的補償量

(12)

圖7　采用改進型SPWM調(diào)制策略的系統(tǒng)控制框圖Fig.7　Schematic diagram of the system control algorithm with the improved SPWM method

4仿真分析

4.1仿真參數(shù)

本文針對一臺額定電壓為168 V的永磁同步發(fā)電機構(gòu)建其繞組開放式發(fā)電系統(tǒng)仿真模型，系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

表1　系統(tǒng)仿真參數(shù)

4.2傳統(tǒng)電流控制策略仿真結(jié)果分析

圖8為采用傳統(tǒng)電流控制策略時負載電壓、相電流、零序電流、d/q軸電流、調(diào)制波和相電流頻譜分析的仿真波形。系統(tǒng)外環(huán)輸出電壓能有效穩(wěn)定在給定的168 V，存在零序電流幅值為0.4 A，如圖8a和圖8b所示，相電流存在較為明顯的畸變，幅值降為4.2 A，THD為10.99%，如圖8c和圖8f所示。圖8e為A相調(diào)制波，根據(jù)第2節(jié)的分析可知，調(diào)制波是在與相電流方向相反的發(fā)電機繞組相電壓基礎(chǔ)上，當(dāng)相電流為正時，沿坐標(biāo)軸正方向偏移VL/2，當(dāng)相電流為負時，沿坐標(biāo)軸負方向偏移VL/2得到，從圖8e可看出仿真結(jié)果與1.2節(jié)和1.3節(jié)的理論分析相吻合。但由于PI調(diào)節(jié)器無法快速響應(yīng)系統(tǒng)所需的調(diào)制波形，并處于波動狀態(tài)，經(jīng)過坐標(biāo)變換后的A相調(diào)制波形出現(xiàn)不對稱現(xiàn)象，導(dǎo)致A相電流在換向過程中出現(xiàn)畸變。對應(yīng)圖8d所示的交、直流電流和圖8b所示的零序電流也存在明顯的波動，即系統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)的3個PI調(diào)節(jié)器均處于難以穩(wěn)定的狀態(tài)。

圖8　傳統(tǒng)SPWM策略的仿真波形Fig.8　Simulation waveforms under the conventional SPWM method

4.3改進型電流控制策略仿真結(jié)果分析

圖9為采用改進型電流控制策略后負載電壓、相電流、零序電流、d/q軸電流、調(diào)制波和相電流頻譜分析的仿真波形。系統(tǒng)直流側(cè)電壓仍可以穩(wěn)定控制，改進電流控制策略后，零序電流得到了明顯抑制，如圖9b所示，幅值降低為0.19 A，對應(yīng)圖9c所示相電流畸變也明顯消除，其幅值降低為3.9 A，d/q軸電流波動隨之減小，如圖9d所示。由圖9f可知采用改進型電流控制策略后電流輸出的THD降低至4.08%。通過增加整流橋側(cè)直流電壓的動態(tài)補償，使得系統(tǒng)控制中內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器能夠穩(wěn)定輸出，交、直流電流趨于穩(wěn)定，對應(yīng)SPWM控制的A相調(diào)制波如圖9e所示，其波形呈規(guī)則對稱狀。

圖9　改進型SPWM策略的仿真波形Fig.9　Simulation waveforms under the improved SPWM method

4.4仿真結(jié)果比較

表2為電流控制策略改進前后仿真結(jié)果的比較。電流控制策略改進前系統(tǒng)零序電流幅值為0.4 A，改進后零序電流幅值最小為0.19 A。根據(jù)1.3節(jié)的分析可知，隨著零序電流下降，相電流的THD隨之下降，電流控制策略改進前相電流THD為10.99%，改進后最低為4.08%；3次諧波是構(gòu)成零序電流的主要諧波成分，從表2中也可看出，傳統(tǒng)電流控制策略下，系統(tǒng)中的主要諧波成分為3次和5次諧波，而采用改進型電流控制策略后，3次諧波已不再是主要諧波成分。隨著相電流THD的降低，相電流的幅值也隨之降低，電流控制策略改進前相電流幅值為4.0 A，改進后降低為3.8 A，仿真驗證了理論分析的正確性。

表2　仿真結(jié)果比較

5實驗分析

5.1電流控制策略改進前的實驗驗證

圖10為電流控制策略改進前的負載電壓、相電流、零序電流、調(diào)制波、d/q軸電流的實驗波形以及相電流實驗波形的頻譜分析。在系統(tǒng)輸出電壓穩(wěn)定控制的條件下，電機繞組中存在明顯的零序電流，幅值為1.2 A，相電流在過零點存在明顯的畸變，幅值約為4.3 A，并且調(diào)制波形類似仿真結(jié)果，呈現(xiàn)不對稱狀態(tài)，如圖10a和圖10b所示。雖然系統(tǒng)輸出電壓穩(wěn)定，但內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出存在波動，導(dǎo)致如圖10c顯示相電流的THD為14%，即d/q/0軸電流存在明顯的波動，與仿真結(jié)果基本相同。實驗波形中相電流THD的增加在于數(shù)字控制周期的延時和開關(guān)器件的死區(qū)原因。

圖10　SPWM改進前的實驗波形Fig.10　Experimental waveforms under the unimproved SPWM method

5.2電流控制策略改進后的實驗驗證

圖11為電流控制策略改進后的負載電壓、相電流、零序電流、調(diào)制波、d/q軸電流的實驗波形以及相電流實驗波形的頻譜分析。與傳統(tǒng)控制策略相比較，采用改進型電流控制策略后，A相調(diào)制波呈現(xiàn)明顯的對稱狀，與仿真結(jié)果對應(yīng)，解決了內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器控制不穩(wěn)定的問題，使得發(fā)電機繞組中的零序電流降低為0.5 A，大大削減了零序電流的分量，如圖11a和圖11b所示。隨著零序電流的下降，相電流畸變明顯減小，幅值降為3.8 A，d/q/0軸電流波動也得到了很好的抑制，使得相電流THD降為8.18%，如圖11c所示，3次、5次諧波得到了明顯的抑制。

圖11　SPWM改進后的實驗波形Fig.11　Experimental waveforms under the improved SPWM method

5.3兩種電流控制策略的比較分析

表3為電流控制策略改進前后的實驗結(jié)果對比。實驗結(jié)果對比表明：改進電流控制策略后能夠?qū)α阈螂娏鬟M行有效抑制，傳統(tǒng)電流控制策略下零序電流幅值達到1.2 A，改進后零序電流幅值降低為0.5 A，并且電流控制策略改進前系統(tǒng)的主要諧波成分均為3次諧波，而改進電流控制策略后系統(tǒng)主要諧波成分不再含有3次諧波，但實際系統(tǒng)中在對整流橋側(cè)進行前饋補償時，需要對各相電流的極性進行判別，由于相電流的開關(guān)紋波的存在及電流檢測準(zhǔn)確度的問題，易在相電流過零點附近產(chǎn)生極性判定值的反復(fù)跳變，為此在電流極性判定軟件中增加了0.05 A的電流判定環(huán)寬，由此導(dǎo)致相電流在過零點產(chǎn)生了畸變，相比于仿真結(jié)果，實際電流中的THD較為明顯。相比于表2的仿真結(jié)果，實驗結(jié)果偏差原因除了實驗系統(tǒng)中存在的調(diào)理電路參數(shù)偏差、DSP2812的AD采樣誤差、數(shù)字控制的延時及開關(guān)器件的死區(qū)等問題外，整流橋中二極管的壓降、反向恢復(fù)時間在一個電流周期中將會產(chǎn)生6n±1次諧波，因此實驗系統(tǒng)中5次諧波成為主要成分。

表3　實驗結(jié)果比較

從相電流波形上看，電流控制策略改進前相電流的THD為16%，改進后下降為8.18%，并且隨著相電流THD的下降，相電流幅值也隨著降低，電流控制策略改進前相電流幅值為4.2 A，改進后降為3.8 A。從上述實驗結(jié)果對比可看出，并聯(lián)式繞組開放式永磁發(fā)電機系統(tǒng)采用改進型電流控制策略能夠取得良好的控制效果。

6結(jié)論

本文針對開放式繞組結(jié)構(gòu)的永磁發(fā)電機，將兩端的逆變器和整流橋的直流側(cè)并聯(lián)構(gòu)成一種新型的并聯(lián)式繞組開放式發(fā)電系統(tǒng)，在詳細分析其拓撲結(jié)構(gòu)和工作原理的基礎(chǔ)上，對其系統(tǒng)控制策略進行詳細對比分析，并通過仿真和實驗研究，對并聯(lián)式發(fā)電系統(tǒng)控制策略進行了驗證，得到以下結(jié)論：

1)與雙逆變器拓撲和其他多電平拓撲相比，本文提出的并聯(lián)式發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單、開關(guān)器件少、控制簡單、成本低。

2)傳統(tǒng)的電流控制策略會使得系統(tǒng)中流過較大的零序電流，并且會導(dǎo)致相電流出現(xiàn)畸變，導(dǎo)致電流幅值增加，使得變換器容量增加。

3)在傳統(tǒng)電流控制策略基礎(chǔ)上，無需增加額外的硬件電路，通過軟件實現(xiàn)整流橋側(cè)電壓偏置影響的前饋補償，改進電流閉環(huán)控制策略，能有效抑制發(fā)電機中的零序電流，減小相電流畸變，使得系統(tǒng)性能得到了明顯改善。

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作者簡介

魏佳丹男，1981年生，博士，副教授，研究方向為電機系統(tǒng)及其控制。

E-mail：weijiadan@nuaa.edu.cn(通信作者)

何健男，1991年生，碩士研究生，研究方向為電機系統(tǒng)及其控制。

E-mail：joyous17@163.com

Improved Current Control Method for Parallel Connected Open-Winding Permanent Magnet Synchronous Generator System

Wei JiadanHe JianZheng QingqingZhou Bo

(College of AutomationNanjing University of Aeronautics and AstronauticsNanjing210016China)

AbstractIn order to overcome the difficulties of narrow speed range and poor load voltage regulation，a novel parallel-connected open-winding topology of permanent magnet synchronous generator system is proposed.Due to the inherent zero-sequence current and harmonics problems for the novel topology，the operation principle of the new system and the mechanism of generating the zero-sequence current are analyzed in detail.Then，an improved current control method is proposed by compensating the offset voltage of the rectifier connected to the open-end windings to suppress the output ripple of the proportional-integral (PI) regulator.In this way，the current harmonics of the proposed generation system can be reduced.Finally，the simulation and experiment results verify that the proposed current control method has better performance comparing to traditional approaches.

Keywords：Parallel-connected open-winding permanent magnet synchronous generator，zero-sequence current，harmonics problems，current control method

中圖分類號：TM341

國家自然科學(xué)基金資助項目(51207070)。

收稿日期2015-03-10改稿日期2015-06-18