固定導通時間控制的多路輸出DC/DC電源的研制

王澤景， 徐 怡， 龔春英

(江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室， 南京航空航天大學， 江蘇 南京 210016)

固定導通時間控制的多路輸出DC/DC電源的研制

王澤景， 徐 怡， 龔春英

(江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室， 南京航空航天大學， 江蘇 南京 210016)

針對多路輸出反激變換器交叉調整率的問題，給出了提高多路輸出電壓精度的幾種方法。采用了固定導通時間模式的控制方法，分析了其工作原理，研制了一款寬輸入電壓范圍(200～900V)、50W七路輸出雙管反激變換電源，并針對研制過程中遇到的問題進行了介紹和分析，給出了解決方法。

多路輸出； 固定導通時間模式； 雙管反激

1 引言

反激變換器具有高可靠性、電路拓撲簡潔、輸入輸出電氣隔離、升/降范圍寬、易于多路輸出等優(yōu)點。雙管反激在高壓輸入的場合得到廣泛應用，續(xù)流二極管可將變壓器漏感能量回饋到輸入側，可有效地抑制漏感引起的關斷電壓尖峰。在多路輸出的反激變換器中, 由于變壓器中漏感的存在, 電路的交叉調整率總是存在一定的問題[1,2]。本文首先分析了影響多路輸出電壓交叉調整率的原理，針對各路不同負載大小及穩(wěn)壓精度要求，分別通過加權反饋、穩(wěn)壓芯片、在主反饋側加輔助變壓器等方法改善交叉調整率。本文采用固定導通時間的控制方法，研制了一款基于雙管反激電路的七路輸出電源，給出了設計步驟及實驗結果，實驗結果表明各路穩(wěn)壓精度良好，并針對實驗中遇到的啟動問題進行了分析，提出了改進方法。

2 七路輸出電源研制

2.1 主要指標

輸入電壓為200～900V，共七路輸出，各路輸出電壓/滿載電流分別為12V/1.36A、-12V/0.5A、15V/0.6A、5V/2A、-8V/0.2A、8V/0.3A和12V/0.3A，滿載輸出功率50W。最高工作頻率為65kHz。設計的最大占空比為0.45，工作在DCM模式。

2.2 系統(tǒng)構成及基本原理

主電路如圖1所示，該變換器對主變壓器的12V輸出的穩(wěn)壓精度要求較高，所以選擇其作為主反饋，采用TL431反饋進行穩(wěn)壓，15V輸出作為輔反饋與之加權反饋。因為12V輸出端口副邊需接輔助變壓器，承受負載較重，權重系數(shù)選擇為0.62，15V輸出的權重系數(shù)為0.38。5V輸出由主變壓器8V輸出經(jīng)過穩(wěn)壓芯片TPS5430得到。另外三路不在主變壓器上繞制，而是通過輔助變壓器的方式輸出。芯片輔助供電繞組與15V輸出共用。通過利用SFH615A-3光耦合器進行原副邊的隔離，光耦合器和控制芯片的FB端連接對占空比進行調節(jié)實現(xiàn)閉環(huán)控制。原邊功率開關管上承受的電壓應力為Uinmax=900V，選擇功率管IGBT型號：HGTG5N120BND (1200V/21A)。續(xù)流二極管電壓應力為輸入電壓，選擇型號為US1M(1000V/1A)。副邊由于5V輸出所帶負載較重，且是由主變壓器的8V輸出經(jīng)過TPS5430芯片轉換得到，8V輸出沒有反饋，穩(wěn)壓精度較差，電壓變化范圍較大，整流二極管選擇FFB20UP30DN(300V/20A)。副邊其余整流二極管選擇MUR220(200V/2A)。主變壓器選用EI30磁心，初級勵磁電感量為1mH。通過上述分析可知，多路輸出反激交叉調整問題存在的根本原因在于各副邊繞組不能完全耦合。位于不同回路中的漏感對交叉調整率的影響是不同的，而通過改進線圈的排列方式和結構，則可以在一定程度上改善交叉調整率。本文主變壓器采用三明治繞法，即原邊在最里層和最外層各一半，中間繞制副邊，減小原邊漏感。12V輸出由于作為主反饋應繞制在最里層，-12V輸出由于沒有反饋，繞制時應該與主反饋12V輸出盡量靠近，從而改善穩(wěn)壓性能。8V輸出即使有穩(wěn)壓芯片參與穩(wěn)壓但是為了減少其損耗，應繞制在-12V輸出與輔反饋15V輸出之間，所以不考慮股數(shù)以及變壓器磁心體積限制的最合理的排布如圖2所示。實際情況中，由于變壓器體積限制以及15V、-12V兩路輸出帶載輕，并繞股數(shù)較少，可合并為一層。 -12V與輔反饋靠近，也能保證良好的交叉調整率，實際繞制的排布如圖3所示。

圖1 主電路原理圖Fig.1 Principle diagram of main circuit

圖2 不考慮磁心體積限制變壓器繞組排序圖Fig.2 Winding geometries in transformer regardless of volume of core

圖3 變壓器繞組實際排序圖Fig.3 Actual winding geometries in transformer

3 改善交叉調整率的穩(wěn)壓方法

3.1 不同穩(wěn)壓方式

交叉調整率指在某一輸入電壓下，某一路輸出電壓由于本身負載或其他輸出組負載變化而造成的最大電壓變化量與其對應的額定電壓的百分比。由于變壓器漏感、線圈電阻的存在及副邊整流二極管導通壓降的影響，輸出負載發(fā)生變化時，各副邊繞組輸出電壓的比例將不等于繞組的匝比。由于帶反饋的輸出電壓受到反饋調節(jié)，基本保證輸出不變，但不帶反饋的輸出電壓則會隨自身負載和其他輸出負載的變動發(fā)生變化。本文采用加權反饋、穩(wěn)壓芯片、在主反饋側加輔助變壓器等方法改善交叉調整率。由于12V輸出回路的主變壓器副邊后接輔助變壓器產(chǎn)生三路輸出，這里需觀察不同穩(wěn)壓方法對交叉調整率的影響，所以先不對這三路輸出加載，這三路的負載都由12V輸出回路承擔。5V輸出由穩(wěn)壓芯片得到，穩(wěn)壓精度最好，所以對8V輸出加載。如表1所示，只對主反饋12V輸出回路加載，其他路根據(jù)滿載比例加載且固定，當主反饋12V輸出端所帶負載越重，不受控的兩路-12V、8V輸出的實際輸出電壓偏離額定電壓越多，而-12V由于負載較輕，DCM程度更加嚴重，輸出電壓相對偏離較嚴重。只對輔反饋15V輸出回路進行加載，其他路根據(jù)滿載比例加載且固定，輸出電壓見表2?？梢姰斴o反饋輸出回路15V所帶負載越重，仍是不受控-12V輸出電壓相對偏離較嚴重，8V輸出相對于-12V輸出交叉調整率較好。當加載按照滿載的比例加載時輸出電壓見表3，實際輸出電壓接近于額定電壓。

表1 只對主反饋加載時的各路輸出電壓

表2 只對輔反饋加載時的各路輸出電壓

表3 按滿載比例加載時的各路輸出電壓

3.2 副邊串入漏感的方式改善交叉調整率

文獻[1]通過實驗驗證得出：在副邊串入漏感會使得不受控輸出路的交叉調整率變好，而串聯(lián)的漏感可以用繞制的方式調整，即不受控的一路繞制在最外層從而改善交叉調整率。文獻[3]也是通過實驗說明了每個次級繞組之間應盡可能遠離以增加副邊的漏感。

由于-12V輸出的交叉調整率偏高，所以在-12V輸出副邊串入Coilcraft公司的感值為0.22μH的空芯電感2222SQ-221JEB(5A，ESR=11mΩ)改善交叉調整率，結果見表4和表5。表4、表5與表1、表2的帶載情況相同，對比串入電感前后表明，在-12V輸出側的變壓器副邊串入電感后交叉調整率得到改善，輸出電壓飄高幅度減小。圖4為變壓器副邊-12V輸出側串入電感前后的副邊電流、開關管集電極-發(fā)射極CE兩端波形。可見副邊串入電感可以減小關斷瞬間副邊電流上升的過沖，且減緩了副邊電流下降的速度，阻礙了輸出電壓的飄高。

表4 -12V輸出串入電感，對主反饋加載時的各路輸出電壓

表5 -12V輸出串入電感，對輔反饋加載時的各路輸出電壓

圖4 變壓器副邊-12V輸出側串入電感前后的副邊電流I副、開關管CE兩端波形UCEFig.4 Waveforms for current of -12V output port in transformer secondary side before and after with inductor in series

3.3 輔助變壓器的穩(wěn)壓方式

本文提出了在多路輸出反激變換器副邊加入輔助變壓器的穩(wěn)壓方法。如圖1中的輔助變壓器部分所示，在12V輸出主反饋輸出回路的主變壓器副邊加入輔助變壓器，圖中TL2是主變壓器12V輸出端口的副邊節(jié)點，經(jīng)過二極管D，接入一個輔助變壓器T2，共三路輸出。SABER仿真波形如圖5所示，其中UD為二極管兩端的電壓，UTL2為主變壓器副邊的電壓,UT2為變壓器T2兩端的電壓。由于變壓器勵磁電感的存在，當施加正壓時勵磁電流im上升至變換器進入斷續(xù)模式，此時原邊漏感、激磁電感與開關管結電容諧振，激磁電流近似不變。諧振結束以后，輔助變壓器被施加負壓時，但由于勵磁電流不能突變，所以此時二極管仍然導通，只是與之前導通承受正向導通壓降不同，這里承受的是負向導通壓降。當勵磁電流為0，二極管截止。圖6為實驗波形。因為12V輸出是主反饋所以穩(wěn)壓性能很好，通過輔助變壓器的方法很大程度上提高三路輸出的穩(wěn)壓性能，三路輸出電壓穩(wěn)壓精度很高、浮動很小。由于重載時濾波電容沖擊電流大，所以該穩(wěn)壓方法只適合于小功率場合。該輔助變壓器設計方法與正激變壓器相同,即利用伏秒平衡原理。輔助變壓器選用EE19磁心,原邊39匝，副邊12V一路為39匝，-8V、+8V都是26匝。

圖5 輔助變壓器相關仿真Fig.5 Simulation waveforms for auxiliary transformer

圖6 輔助變壓器相關波形Fig.6 Waveforms related to auxiliary transformer

4 固定導通時間模式的控制原理

本文基于固定導通時間模式，采用控制芯片NCP1351，采取變頻控制[4-6]。在DCM情況下，輸出功率為：

式中，Lp為原邊激磁感值；Ipeak為原邊峰值電流；Fs為開關頻率；η為效率。

當輸入電壓不變時，由于峰值電流通過控制器保持不變，則導通時間不發(fā)生變化。負載變化時，控制器通過控制頻率來穩(wěn)壓。由于峰值電流恒定，因此導通時間與輸入電壓成反比。該控制芯片使電路在重載情況下，原邊峰值電流恒定，而在輕載下，峰值電流會下降到30%，以提高輕載效率。

由反激DCA模式的峰值電流計算得：

Ipeak=1.388A

該芯片采用負電流檢測技術，偏置電阻Roffset=3.7kΩ，采樣電阻為0.7Ω，兩者對其峰值電流進行限制。不同輸入電壓和不同帶載情況下的導通時間和工作頻率如表6所示。

表6 不同輸入電壓和帶載情況下的導通時間和工作頻率

5 磁隔離驅動出現(xiàn)啟動的問題及解決

由于該反激變換器是在變頻狀態(tài)工作，其啟動過程與類似于UC3842、SG3525等恒頻工作的機理不同。變換器的工作頻率是由控制芯片的FB腳的電流來決定，電流越大，工作頻率越低，啟動時FB腳電流小于其閾值，則按照最高工作頻率工作。若使用如圖7所示的磁耦驅動，啟動過程是當芯片VCC腳電壓達到工作點時，隔直電容電壓開始上升，驅動變壓器副邊的電壓則會下降，直到輔助繞組建壓成功能夠給芯片供電啟動過程則結束。此時，變換器工作頻率減小到正常值開始工作，占空比下降，電容上的壓降下降。穩(wěn)態(tài)時，在開關周期內，電容電壓基本不變，可以看作一個電壓源。設電容上電壓為UC，最大占空比為D，驅動變壓器副邊匝數(shù)與原邊匝數(shù)的比值為n,則UC=DVcc,驅動變壓器副邊供給開關管門極-發(fā)射極電壓UGE高電平幅值為n(1-D)Vcc，此幅值必須滿足n(1-D)Vcc>UGEth,其中UGEth為門極-發(fā)射極的閾值電壓。圖8為正常啟動的波形。UGE為IGBT的門極-發(fā)射極電壓，Uic為圖7中驅動電阻Rc上的電壓，體現(xiàn)流過隔直電容上的電流，UC為電容上的電壓，ig為開關管的驅動電流。驅動變壓器若匝比選擇不當，會導致啟動故障，驅動腳在一段時間后成高電平，驅動變壓器會進入飽和狀態(tài)。當驅動變壓器匝比小于設計值時，會出現(xiàn)在高壓輸入下容易啟動、低壓輸入下卻不能啟動的現(xiàn)象,原因是高壓輸入時，導通時間短，占空比相對較小，這使得驅動變壓器副邊的幅值抬高；而在低壓輸入時，占空比變大，驅動變壓器副邊的幅值會降低。但在高壓啟動后將輸入電壓調低又可以正常工作，原因是啟動時的頻率是最高工作頻率，啟動時的占空比大于正常工作時的占空比。驅動變壓器選用EE13磁心，原邊14匝，兩個副邊19匝。

圖7 磁耦驅動電路圖Fig.7 Principle diagram of flux coupling driving circuit

圖8 正常啟動的過程Fig.8 Sequence of normal start

6 實驗結果與分析

實驗結果表明，各路輸出的穩(wěn)壓精度都達到了要求，交叉調整率通過設計得到了優(yōu)化。圖9(a)和圖9(b)分別為200V輸入下，輕載和滿載時的開關管門極-發(fā)射極兩端電壓UGE和控制芯片峰值電流采樣腳的電壓UIpeak波形。由于控制芯片采用負電流采樣，所以峰值電流波形為負值?？梢?，輕載時的峰值電流小于重載的峰值電流,很大程度上減小了輕載損耗。

7 結論

圖9 輕載和重載時的開關管門極-發(fā)射極兩端電壓UGE和采樣電壓UIpeak波形Fig.9 Waveforms for voltage of switch and peak current in light load and heavy load

本文基于多路輸出反激變換器交叉調整率提出多種穩(wěn)壓方法，對變壓器繞制進行優(yōu)化，對各種穩(wěn)壓方法下交叉調整率的規(guī)律進行了分析，尤其對在主反饋加輔助變壓器的穩(wěn)壓方法進行了介紹。采用NCP1351實現(xiàn)固定導通時間模式的多路輸出反激，在輕載時減小峰值電流，從而減小了損耗。實驗結果表明多路輸出各路穩(wěn)壓性能較好，開關頻率能夠隨著負載變化而變化。本文還對固定導通時間模式下出現(xiàn)磁耦驅動的啟動問題進行了分析與解決。

[1] Chuanwen Ji， K Mark Smith，Jr，Keyue M Smedley，et al. Cross regulation in flyback converters: Analytic model and solution [J]. IEEE Transactions on Power Electronics，2001，16(2): 231-239.

[2] Min-Chin Lee，Jan-Bin Lio，Dan Y Chen，et al. Small-signal modeling of multiple-output flyback converters in continuous conduction mode with weighted feedback [J]. IEEE Transactions on Power Electronics，1998，45(2): 236-248.

[3] Kusumal Chalermyanont，Pairote Sangampai，Anuwat Prasertsit，et al. High frequency transformer designs for improving cross regulation in multiple-output flyback converters [A]. Power Electronics and Drive Systems[C]. Bangkok，Thailand，2007. 53-56.

[4] Tiesheng Yan，Jianping Xu，F(xiàn)ei Zhang，et al. Variable on time controlled critical-conduction-mode flyback PFC converter [J]. IEEE Transactions on Power Electronics，2014，61(11): 6091-6099.

[5] Yuri Panov，Milan M Jovanovic. Adaptive off-time control for variable-frequency，soft-switched flyback converter at light loads [J]. IEEE Transactions on Power Electronics，2002，17(4): 596-603.

(，cont.onp.40)(，cont.fromp.21)

[6] 武杰，王春芳，劉茂盛(Wu Jie，Wang Chunfang，Liu Maosheng). 兩級式高功率因數(shù)LED 照明驅動電源的研究(Research on two-stage LED power supply with high power factor) [J]. 電工電能新技術(Advanced Technology of Electrical Engineering & Energy)，2014，33(8): 72-76.

Development of multi-channel output DC/DC power source on fixed on-time mode

WANG Ze-jing， XU Yi， GONG Chun-ying

(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion，Nanjing University of Aeronautics & Astronautics， Nanjing 210016， China)

For the cross-regulation problem in multiple-output flyback converters, this paper presents several ways to improve the multi-channel output voltage accuracy. Based on the control method of fixed on-time mode, this paper analyzes its principle and presents a wide input voltage range (200～900V) multiple-output dual switch flyback, and the load is 50W, and output voltage has seven terminals. The problems encountered in the process of the development were described and analyzed, and several solutions are given.

multi-channel output; fixed on-time mode; dual switch flyback

2014-11-22

王澤景(1989-)， 男， 江蘇籍， 碩士研究生，主要研究方向為電力電子技術； 徐 怡(1989-)， 女， 浙江籍， 碩士研究生， 主要研究方向為電力電子技術。

TM46

A

1003-3076(2016)03-0017-05