T型三電平逆變器的共模干擾機(jī)理研究

孫 凱, 王全東, 李方正, 孟憲波

(1. 電力系統(tǒng)及發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 清華大學(xué)電機(jī)系， 北京 100084;2. 裝甲兵工程學(xué)院控制工程系, 北京 100072)

T型三電平逆變器的共模干擾機(jī)理研究

孫 凱1, 王全東2, 李方正2, 孟憲波2

(1. 電力系統(tǒng)及發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 清華大學(xué)電機(jī)系， 北京 100084;2. 裝甲兵工程學(xué)院控制工程系, 北京 100072)

通過(guò)對(duì)T型三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作模態(tài)的分析，得出逆變器共模電壓的主要產(chǎn)生原因，推導(dǎo)了傳統(tǒng)正弦PWM控制下共模電壓的傅立葉表達(dá)式，并分析了其諧波成分。提出了T型三電平逆變器的共模傳導(dǎo)電磁干擾高頻等效電路模型，將基于該模型的共模電流頻譜仿真結(jié)果和在T型三電平逆變器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上獲取的實(shí)測(cè)結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比分析，二者相互吻合，驗(yàn)證了本文提出的高頻等效電路模型。本文的研究成果為T型三電平逆變器的共模電磁干擾抑制提供了重要的基礎(chǔ)。

T型逆變器; 共模干擾; 共模電壓; 高頻等效模型

1 引言

多電平逆變器在電壓應(yīng)力、功率容量和供電質(zhì)量等方面較兩電平逆變器有很大優(yōu)勢(shì)。采用RB-IGBT進(jìn)行中點(diǎn)箝位的T型三電平拓?fù)涫且环N改進(jìn)型的三電平中點(diǎn)鉗位(NPC)電路(如圖1所示)，與目前應(yīng)用較多的二極管NPC拓?fù)湎啾?，器件更少、損耗更小、輸出電壓諧波更小、功率損耗分布更加均衡[1]，在光伏、分布式發(fā)電以及交流調(diào)速領(lǐng)域具有廣泛的應(yīng)用前景。

圖1 T型三電平NPC拓?fù)銯ig.1 T-type 3-level NPC inverter topology

然而，T型三電平逆變器的共模干擾問(wèn)題并未得到改善。一方面，開關(guān)器件動(dòng)作時(shí)較大的dv/dt會(huì)給系統(tǒng)帶來(lái)很大的電壓沖擊和共模干擾[2,3]；另一方面，PWM調(diào)制無(wú)法保證三相輸出電壓之和為零，產(chǎn)生幅值和變化率都較大的共模電壓。共模電壓和電流會(huì)對(duì)系統(tǒng)變換器和負(fù)載產(chǎn)生不利影響，甚至可以嚴(yán)重影響系統(tǒng)可靠性和使用壽命[4,5]。而且，由于T型三電平逆變器更加復(fù)雜的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制方法，其共模干擾的生成和傳播機(jī)理更加復(fù)雜。

國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)電力電子變換器共模干擾的產(chǎn)生機(jī)理、傳播通道、抑制方法等問(wèn)題進(jìn)行了深入研究，但多是針對(duì)Buck電路和PWM調(diào)制算法[6-10]，對(duì)T型逆變器的共模干擾及高頻模型的研究較少。建立包括主要無(wú)源元件和主電路連接導(dǎo)體在內(nèi)的高頻等效電路模型，是研究該型逆變器電磁兼容問(wèn)題的重要基礎(chǔ)，是實(shí)現(xiàn)變換器電路優(yōu)化設(shè)計(jì)、抑制變換器EMI的重要條件。

2 工作模態(tài)分析

假設(shè)圖1所示單相T型逆變器的負(fù)載為阻感負(fù)載，其輸出電壓、電流及驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形如圖2所示，一個(gè)工作周期內(nèi)輸出電壓電流存在四種相位關(guān)系，每種相位關(guān)系包含兩種交替變換的工作模態(tài)。

圖2 輸出電壓、電流及驅(qū)動(dòng)波形示意圖Fig.2 Output voltage, current and drive signals

當(dāng)開關(guān)管S1、S4的驅(qū)動(dòng)為正，S2、S3的驅(qū)動(dòng)為負(fù)，并且變換器的輸出電流流向負(fù)載(定義為正方向)，此時(shí)開關(guān)管S1導(dǎo)通，逆變器輸出電壓為Vdc/2，盡管S4驅(qū)動(dòng)信號(hào)為正，但其由于承受反壓而處于關(guān)斷狀態(tài)，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)1，如圖3(a)所示。

將S1的驅(qū)動(dòng)由正變負(fù)，其余驅(qū)動(dòng)信號(hào)保持不變，開關(guān)管S1由導(dǎo)通變?yōu)榻刂梗捎隍?qū)動(dòng)為正，S4導(dǎo)通以保持輸出電流持續(xù)流向負(fù)載，此時(shí)逆變器輸出電壓為0，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)3，如圖3(b)所示。

如果輸出電流方向保持不變，S2、S3的驅(qū)動(dòng)為正，S1、S4的驅(qū)動(dòng)為負(fù)，電流通過(guò)S2的反并聯(lián)二極管D2續(xù)流，此時(shí)逆變器輸出電壓為-Vdc/2，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)5，如圖3(c)所示。

圖3 各模態(tài)等效電路圖Fig.3 Equivalent circuits of each operation mode

如果輸出電流的方向?yàn)樨?fù)，在不同的驅(qū)動(dòng)信號(hào)組合下，逆變器輸出可以工作在模態(tài)2、4、6，其分析與模態(tài)1、3、5類似，不再贅述。

在上述六種工作模態(tài)中逆變器的輸出電平只有Vdc/2、0、-Vdc/2三種，分別稱為P、O、N狀態(tài)，相應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)如表1所示，其中S1和S3、S2和S4互補(bǔ)導(dǎo)通。

表1 輸出電壓與開關(guān)狀態(tài)

3 共模電壓

帶三相對(duì)稱阻感負(fù)載的三相T型三電平逆變器如圖4所示。

圖4 三相T型三電平逆變器拓?fù)銯ig.4 Three phase T-type inverter

以O(shè)為參考點(diǎn)，則：

(1)

對(duì)于三相對(duì)稱電路，總有：

(2)

代入式(1)可得：

(3)

在三相PWM逆變器中，共模電壓為逆變器輸出中點(diǎn)N對(duì)參考地的電位差[10,11]，則三相T型逆變器的共模電壓為：

(4)

三相T型三電平逆變器的每個(gè)橋臂有P、O、N三種開關(guān)狀態(tài)，因此三相橋共存在33=27種開關(guān)狀態(tài)，各開關(guān)狀態(tài)下的共模電壓如表2所示。

表2 各開關(guān)狀態(tài)下的共模電壓

輸出端A、B、C相對(duì)于參考點(diǎn)O的電壓由調(diào)制方式?jīng)Q定，為減小共模電壓，可以采用正負(fù)反向?qū)盈B式(POD)調(diào)制方式，一般選擇載波比為3的整數(shù)倍，并令載波與調(diào)制波同步，驅(qū)動(dòng)信號(hào)及單相輸出電壓如圖5所示。

圖5 POD控制Fig.5 POD control

由圖5可見，一個(gè)工作周期內(nèi)，輸出相電壓VAO波形關(guān)于點(diǎn)(Ts/2，0)成鏡像對(duì)稱，根據(jù)貝塞爾函數(shù)可得VAO的傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式為：

(5)

式中，M為調(diào)制比;N為載波比;Jn為第一類貝塞爾函數(shù)。同樣地，B、C相的波形也為鏡對(duì)稱，也可以得到類似的表達(dá)式。因此，此時(shí)的共模電壓：

(6)

可見，共模電壓的頻譜中不存在開關(guān)頻率次諧波及其m次開關(guān)諧波(m=1,2…)，而只存在其邊頻帶。邊頻帶的幅值為：

(7)

開關(guān)頻率fs為15kHz時(shí)共模電壓uCM的頻譜分析如圖6所示，其中mN±3次諧波的幅值較大。

圖6 共模電壓FFT分析Fig.6 FFT analysis of common mode voltage

4 共模高頻等效電路模型

開關(guān)管開關(guān)過(guò)程中產(chǎn)生的dv/dt是三相T型逆變器主要的共模傳導(dǎo)EMI干擾源，它通過(guò)電路中的各無(wú)源元件與導(dǎo)體、電機(jī)以及對(duì)地之間的雜散電容進(jìn)行充放電，形成了共模電流，從而對(duì)電網(wǎng)或其他設(shè)備形成共模干擾。

4.1 高頻等效電路模型

直流輸入端包含簡(jiǎn)化LISN電路的單相T型逆變器如圖7所示，其中Cn1、Cn2、Cp和Cg為直流母線正負(fù)極、開關(guān)管發(fā)射極和負(fù)載對(duì)參考地的寄生電容。共模電流通過(guò)寄生電容Cn1、Cn2、Cp和Cg到達(dá)參考地，通過(guò)線性阻抗網(wǎng)絡(luò)的兩條回路回到直流側(cè)。

圖7 帶LISN的單相T型逆變器Fig.7 Single phase T-type inverter with LISN

當(dāng)輸出電流io>0時(shí)，逆變器在一個(gè)工作周期內(nèi)存在二、三兩個(gè)工作區(qū)間，下面以區(qū)間二的模態(tài)1、3為例進(jìn)行分析。

模態(tài)1時(shí)，開關(guān)管S1導(dǎo)通，電流由S1流向負(fù)載，這與Buck電路中S1的導(dǎo)通效果是一致的，區(qū)別在于此時(shí)Buck電路中P點(diǎn)電位為Vdc，而T型逆變器中U點(diǎn)電位為Vdc/2；模態(tài)3時(shí)，S1關(guān)斷，S4導(dǎo)通，負(fù)載電流通過(guò)S4續(xù)流，這與Buck電路中D導(dǎo)通續(xù)流的效果是一致的。所以單相T型逆變器的1、3模態(tài)就構(gòu)成一個(gè)Buck電路，產(chǎn)生的共模電流及相應(yīng)的等效電路與Buck拓?fù)涫窍嗨频腫11]，如圖8所示。

圖8 模態(tài)1、3共模干擾傳播通道及等效模型Fig.8 Common-mode interference passage-way and high-frequency equivalent under Mode 1, 3

圖8中，Rcab、Lcab為L(zhǎng)ISN到直流電容的等效電阻和電感，Rcm、Lcm為散熱器、地線及LISN間連接線的等效電阻和電感。

當(dāng)輸出電流io< 0時(shí)，逆變器在一個(gè)工作周期內(nèi)存在一、四兩個(gè)工作區(qū)間，下面以區(qū)間四的模態(tài)4、6為例進(jìn)行分析。

模態(tài)4時(shí)，開關(guān)管S2導(dǎo)通，電流由S2流向負(fù)載，這與Buck電路中S1的導(dǎo)通效果是一致的；模態(tài)6時(shí)，S2關(guān)斷，S3導(dǎo)通，負(fù)載電流通過(guò)S3續(xù)流，這與Buck電路中D導(dǎo)通續(xù)流的效果是一致的。所以單相T型逆變器工作區(qū)間四內(nèi)的模態(tài)4、6也構(gòu)成Buck電路，它與工作區(qū)間二內(nèi)模態(tài)1、3的等效Buck電路區(qū)別在于其開關(guān)管(S2)的位置位于下方，但這樣的結(jié)構(gòu)對(duì)Buck的功能沒(méi)有影響，相應(yīng)的共模干擾傳播通道及等效電路如圖9所示，其余工作區(qū)間內(nèi)各模態(tài)的分析與此類似。

圖9 模態(tài)4、6共模干擾傳播通道及等效模型Fig.9 Common-mode interference passage-way and high-frequency equivalent under Mode 4, 6

在一個(gè)工作周期內(nèi)，單相T型逆變器在四種不同的工作模態(tài)下具有不同的共模電壓，但都可以用U點(diǎn)對(duì)O點(diǎn)的電壓表示，則共模電壓為：

(8)

當(dāng)逆變器負(fù)載為純電阻或阻感負(fù)載時(shí)，負(fù)載對(duì)地寄生電容Cg可忽略，此時(shí)逆變器的高頻等效電路如圖10所示。

圖10 三相T型逆變器共模干擾等效模型(Cg可忽略)Fig.10 Common-mode interference equivalent model of 3-phase T-type inverter (ignore Cg)

但當(dāng)其負(fù)載為電機(jī)等交流負(fù)載時(shí)，此時(shí)三相交流負(fù)載對(duì)參考地的寄生電容Cg已不可忽略，必須將電機(jī)的高頻模型及寄生Cg考慮在內(nèi)。感應(yīng)電機(jī)的高頻等效電路模型如圖11所示，其中W、N和G分別為三相感應(yīng)電機(jī)的輸入端子、中性點(diǎn)和接地端子；Re、Ld、Ca,b,c和Cg分別為電機(jī)的鐵心損耗等效電阻、繞組漏電感、輸入端子對(duì)地雜散電容和繞組中性點(diǎn)對(duì)地雜散電容[12]。則帶電機(jī)負(fù)載的三相T型逆變器傳導(dǎo)干擾等效模型如圖12所示。

圖11 三相感應(yīng)電機(jī)及其高頻模型Fig.11 3-phase induction machine and its high-frequency equivalent model

圖12 帶電機(jī)負(fù)載的共模干擾等效模型(Cg不可忽略)Fig.12 Common-mode interference equivalent model with induction machine (without ignore Cg)

4.2 仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

負(fù)載為純電阻條件下，共模電壓的仿真及實(shí)測(cè)波形如圖13所示，其中Va、Vb分別為L(zhǎng)ISN兩個(gè)50Ω電阻的電壓，共模電壓VCM=(Va+Vb)/2，它與逆變器的開關(guān)器件的導(dǎo)通關(guān)斷動(dòng)作密切相關(guān)，隨開關(guān)狀態(tài)的變化周期呈現(xiàn)周期性的變化。

圖13 共模電壓VCM仿真及實(shí)測(cè)波形Fig.13 Simulation and experiment waveforms of common-mode voltage

仿真及實(shí)測(cè)共模傳導(dǎo)干擾電壓VCM的FFT分析如圖14所示，對(duì)比分析結(jié)果如下。

圖14 共模傳導(dǎo)干擾VCM頻譜分析(電阻負(fù)載)Fig.14 Frequency spectrum analysis of common-mode voltage with resistance load

(1)在0～10MHz的范圍內(nèi)，兩條頻譜曲線的峰值和變化趨勢(shì)基本一致，在50kHz(開關(guān)頻率為5kHz)處都存在一個(gè)55dB左右的峰值點(diǎn)。

(2)在10～50MHz的高頻段內(nèi)，實(shí)測(cè)頻譜與仿真頻譜存在誤差，仿真頻譜出現(xiàn)了一個(gè)幅值較小的拐點(diǎn)和峰值點(diǎn)。由于測(cè)量?jī)x器測(cè)量精度和采樣點(diǎn)個(gè)數(shù)的局限，未能對(duì)部分高頻信號(hào)進(jìn)行有效提取，導(dǎo)致實(shí)測(cè)頻譜未能如實(shí)反映10～50MHz頻段內(nèi)部分高頻信號(hào)的實(shí)際情況。但在此頻段內(nèi)，共模電壓頻譜的幅值較小，兩條頻譜曲線的誤差也不超過(guò)5dB，對(duì)傳導(dǎo)EMI頻譜分析和預(yù)測(cè)的影響較小，仿真頻譜仍能較為準(zhǔn)確地反映傳導(dǎo)共模干擾的實(shí)際狀況。

負(fù)載為三相感應(yīng)電機(jī)時(shí)，不同開關(guān)頻率和對(duì)參考地寄生電容條件下共模傳導(dǎo)干擾電壓VCM的FFT分析結(jié)果如圖15所示。

圖15 共模傳導(dǎo)干擾VCM頻譜分析(感應(yīng)電機(jī)負(fù)載)Fig.15 Frequency spectrum analysis of common-mode voltage with induction machine load

(1)由圖15(a)與圖14(a)對(duì)比分析可知，由于三相與單相逆變器共模干擾傳播通道的不同(三相為電機(jī)負(fù)載，其對(duì)參考地有較大的寄生電容)，使其頻譜與單相時(shí)的共模干擾具有較大差異。

(2)由圖15(a)、圖15 (b)、圖15 (c)對(duì)比分析可知，共模傳導(dǎo)干擾幅值隨開關(guān)頻率的增加而略有增加，但不同頻率下干擾頻譜的第一個(gè)拐點(diǎn)都在5MHz左右，說(shuō)明其不受開關(guān)頻率的影響。5MHz以上高頻段的頻譜與開關(guān)頻率密切相關(guān)，這是由于共模電壓中包含開關(guān)頻率的高次諧波，開關(guān)頻率越高，諧波頻率也越高，高頻段的拱形波峰也越多(密集)。

(3)由圖15(a)、圖15 (d)對(duì)比分析可知，在開關(guān)頻率不變的情況下，電機(jī)對(duì)地寄生電容擴(kuò)大10倍，其共模干擾的幅值增加了10～20dB，說(shuō)明共模傳導(dǎo)干擾與電機(jī)對(duì)地寄生電容值緊密相關(guān)，寄生電容越大，共模干擾越嚴(yán)重。

5 結(jié)論

本文研究了T型三電平逆變器中共模電磁干擾的產(chǎn)生機(jī)理，提出了相應(yīng)的共模高頻等模型，實(shí)測(cè)的共模電流頻譜與基于高頻等效模型仿真得到的共模電流頻譜具有很高的一致性，說(shuō)明該模型可以準(zhǔn)確地描述T型三電平逆變器的共模電流。該模型為T型三電平逆變器的共模電磁干擾抑制提供了重要的基礎(chǔ)和依據(jù)。

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Study on common mode interference mechanism in T-type three-level inverters

SUN Kai1, WANG Quan-dong2, LI Fang-zheng2, MENG Xian-bo2

(1. State Key Lab of Control and Simulation of Power Systems and Generation Equipments, Department of Electrical Engineering, Tsinghua University, Beijing 100084, China; 2. Control Engineering Department, Academy of Armored Force Engineering, Beijing 100072, China)

The topology and operation modes of the T-type three-level inverter are analyzed to figure out the main causes for common mode (CM) voltages. The Fourier expression of the common mode voltage under traditional sinusoidal pulse width modulation (SPWM) is deduced for harmonics analysis. A high frequency equivalent circuit of T-type three-level inverters for the common mode interference analysis is proposed. The simulation results with the proposed model coincide with the experiments results on the experimental prototype very well, which shows that the model is effective with acceptable accuracy. This study provides an important basis on CM interference suppression for T-type three-level inverters.

T-type inverter; common mode interference; common mode voltage; high-frequency equivalent model

2015-06-02

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51177083)

孫 凱(1977-)， 男， 北京籍， 副教授， 博士生導(dǎo)師， 研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c新能源發(fā)電； 王全東(1989-)， 男， 河南籍， 碩士研究生， 研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儞Q器的電磁干擾建模。

TM464

A

1003-3076(2016)03-0001-07