LCL型感應(yīng)耦合電能傳輸并聯(lián)系統(tǒng)研究

司馬昆， 吳松榮， 張 欣， 吳 昊， 屠福全

(磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院， 四川 成都 610031)

LCL型感應(yīng)耦合電能傳輸并聯(lián)系統(tǒng)研究

司馬昆， 吳松榮， 張 欣， 吳 昊， 屠福全

(磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院， 四川 成都 610031)

單模塊LCL型感應(yīng)耦合電能傳輸(ICPT)系統(tǒng)由于器件功率等級(jí)和大功率器件價(jià)格的限制，不適宜應(yīng)用于大功率場(chǎng)合。本文提出了LCL型ICPT并聯(lián)拓?fù)?，給出了并聯(lián)系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)置方法，推導(dǎo)出并聯(lián)系統(tǒng)在平衡和不平衡狀態(tài)下各模塊分布的功率和電流的表達(dá)式，分析了并聯(lián)系統(tǒng)的均流情況和工作特性。通過合理的參數(shù)設(shè)置，并聯(lián)系統(tǒng)可以降低各模塊參數(shù)不平衡帶來的影響，有效擴(kuò)大系統(tǒng)容量，適用于大功率場(chǎng)合。最后，通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

感應(yīng)耦合電能傳輸; LCL補(bǔ)償； 并聯(lián)系統(tǒng); 擴(kuò)容

1 引言

感應(yīng)耦合電能傳輸(Inductively Coupled Power Transfer，ICPT)系統(tǒng)能夠通過磁場(chǎng)耦合實(shí)現(xiàn)能量無接觸的傳遞，從而在能量傳遞的過程中靈活性好，維護(hù)成本低，無摩擦和碳積等問題；同時(shí)，由于無裸露導(dǎo)線，因而絕緣性好，無觸電和爆炸等危險(xiǎn)。ICPT系統(tǒng)的這些優(yōu)點(diǎn)使其在交通運(yùn)輸、生物醫(yī)學(xué)、易燃易爆易觸電環(huán)境下供電等方面具有明顯的優(yōu)勢(shì)和廣泛的應(yīng)用前景[1-3]。

通過合理的參數(shù)設(shè)置，LCL電路輸出電流可以保持恒定而不受負(fù)載影響[4]?；诤懔鬏敵鲂蚅CL諧振的ICPT系統(tǒng)具有以下特點(diǎn)：首先，電路輸入功率因數(shù)很高，這降低了供電電源容量、電路損耗和對(duì)器件電壓、電流應(yīng)力的要求[5]；其次，電路諧振頻率在負(fù)載變化的情況下保持恒定，避免了頻率分裂現(xiàn)象[6,7]；最后，電路一次側(cè)電流在負(fù)載變化的情況下保持恒定，并且電流畸變率小[7-9]。這些特點(diǎn)使得LCL型ICPT系統(tǒng)在多負(fù)載和變負(fù)載應(yīng)用中具有很大的優(yōu)勢(shì)[10]。但是目前大功率器件價(jià)格昂貴，器件功率等級(jí)難以滿足大功率系統(tǒng)的要求，這限制了LCL型ICPT系統(tǒng)在大功率領(lǐng)域的應(yīng)用。在感應(yīng)加熱、風(fēng)力發(fā)電和UPS電源等應(yīng)用領(lǐng)域，通過逆變器并聯(lián)來提高系統(tǒng)功率等級(jí)和冗余性已經(jīng)存在大量的研究[11-13]。其中，應(yīng)用于感應(yīng)加熱領(lǐng)域的恒壓輸出型LCL電路并聯(lián)系統(tǒng)控制簡(jiǎn)單，并且在電路參數(shù)保持一定的變化范圍內(nèi)均可以保證各模塊工作在感性狀態(tài)下[14]，但是關(guān)于應(yīng)用于ICPT系統(tǒng)的恒流輸出型LCL電路并聯(lián)系統(tǒng)還缺少詳細(xì)的分析。本文首先介紹了LCL型ICPT系統(tǒng)及其并聯(lián)系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)置方法，然后對(duì)LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)在各模塊參數(shù)存在偏差情況下模塊間均流情況和工作特性進(jìn)行了分析，并通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

2 單模塊LCL型ICPT系統(tǒng)分析

圖1為一次側(cè)基于LCL諧振網(wǎng)絡(luò)、二次側(cè)串聯(lián)補(bǔ)償?shù)膯文KICPT系統(tǒng)電路組成。其中，Ud為直流電壓源，開關(guān)管S1～S4及其各自的體二極管D1～D4組成了逆變橋，LR、CP以及松耦合變壓器原邊電感LP共同組成了松耦合變壓器原邊諧振電路，松耦合變壓器副邊電感LS和補(bǔ)償電容CS組成了副邊諧振電路，RL為阻性負(fù)載。

圖1 單模塊LCL型ICPT系統(tǒng)電路Fig.1 Circuit of single LCL resonant ICPT system

(1)

諧振狀態(tài)下松耦合變壓器一次側(cè)電流IP為：

(2)

令LR=LP，可得整個(gè)諧振電路在諧振狀態(tài)下輸入阻抗Zin為：

(3)

式(2)表明，在諧振狀態(tài)下，松耦合變壓器一次側(cè)電流具有負(fù)載無關(guān)性，可以在負(fù)載變化情況下保持恒定，其相位滯后諧振電路輸入電壓90°。式(3)表明，在滿足給定條件下，電路整體呈現(xiàn)純阻性，輸入功率因數(shù)為1。另外，由系統(tǒng)諧振頻率ωL的公式可以看出，系統(tǒng)諧振頻率只與諧振電感和補(bǔ)償電容有關(guān)，不隨負(fù)載變化。

3 多模塊LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)分析

3.1 LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)參數(shù)分析

圖2為n(n>1)模塊LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)電路組成。

為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)并聯(lián)系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài)下，以反射阻抗Zeq代替二次側(cè)電路,由于諧振狀態(tài)下反射阻抗為純阻性，因而圖2中用R表示；Ud為直流電壓源；Si1～Si4及其各自的體二極管Di1～Di4(i=1,2,…,n)組成了第i模塊的逆變橋；LRi為第i模塊的逆變橋側(cè)諧振電感；LR1～LRn、LP和CP共同組成松耦合變壓器原邊諧振電路。

圖2 n模塊LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)電路Fig.2 Circuit of LCL resonant ICPT system with n modules in parallel

基于單模塊ICPT系統(tǒng)的分析，在一個(gè)n模塊并聯(lián)的LCL型ICPT系統(tǒng)中，參數(shù)設(shè)置如下：

LR1=…=LRn

(4)

并聯(lián)系統(tǒng)等效逆變橋側(cè)電感LR為：

LR=LR1//…//LRn=LP

(5)

第i模塊逆變橋側(cè)電感阻抗ZLRi為：

(6)

CP和LP、R組成的并聯(lián)電路阻抗Z為：

(7)

并聯(lián)系統(tǒng)諧振頻率ω0為：

(8)

電路品質(zhì)因數(shù)Q為：

(9)

3.2 LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)特性分析

如圖2所示，各模塊間功率分布主要由各模塊逆變橋側(cè)諧振電感和各模塊逆變橋輸出電壓的幅值和相位決定。下面針對(duì)這三個(gè)參數(shù)對(duì)LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)均流情況和工作特性進(jìn)行分析。

3.2.1 各模塊參數(shù)無偏差情況分析

各模塊參數(shù)無偏差，即GLR1=…=GLRn=GL，U1=…=Un=U，由此可得諧振狀態(tài)下第m模塊逆變橋輸出電流Imb為：

(10)

諧振狀態(tài)下松耦合變壓器一次側(cè)電流IPb為：

(11)

(12)

式(11)和式(12)表明，在參數(shù)無偏差情況下，各模塊逆變器輸出的電流和功率均相等，各模塊諧振電路功率因數(shù)為1，電源不需要提供無功功率。3.2.2 各模塊逆變橋輸出電壓幅值不平衡情況分析

各模塊逆變橋輸出電壓幅值不平衡，即GLR1=…=GLRn=GL，逆變橋輸出電壓相位∠φ1=…=∠φn=∠φ，逆變橋輸出電壓幅值U1～Un不完全相同，由此可得諧振狀態(tài)下第m模塊逆變橋輸出電流Ima為：

(13)

式中

φma=φ

諧振狀態(tài)下松耦合變壓器一次側(cè)電流IPa為：

(14)

(15)

令n=2，模塊一逆變橋輸出電壓幅值U1=U無偏差，模塊二逆變橋輸出電壓幅值U2存在偏差。為簡(jiǎn)化分析，不考慮負(fù)載變化對(duì)系統(tǒng)工作特性的影響。根據(jù)文獻(xiàn)[9]，令Q=1，此時(shí)標(biāo)準(zhǔn)化的各模塊逆變橋輸出電流幅值、有功功率、無功功率和松耦合變壓器一次側(cè)電流幅值與標(biāo)準(zhǔn)化的模塊二逆變橋輸出電壓幅值關(guān)系如圖3所示。

圖3 標(biāo)準(zhǔn)化模塊功率和電流幅值與標(biāo)準(zhǔn)化模塊二逆變橋輸出電壓幅值的關(guān)系Fig.3 Relation of normalized power and current amplitude of module and normalized H-bridge output voltage amplitude of module 2

由圖3可知,兩模塊逆變橋輸出電流幅值和松耦合變壓器一次側(cè)電流幅值隨著模塊電壓幅值的變化而正向變化,當(dāng)電壓幅值變化20%時(shí),電流幅值近似變化10%。結(jié)合式(15)和圖3可知，當(dāng)并聯(lián)系統(tǒng)中有模塊逆變橋輸出電壓幅值存在偏差時(shí)，逆變橋輸出電壓幅值小于所有模塊逆變橋輸出電壓幅值平均值的模塊將工作在容性狀態(tài)下。

3.2.3 各模塊逆變橋輸出電壓相位不平衡情況分析

各模塊逆變橋輸出電壓相位不平衡，即GLR1=…=GLRn=GL，U1=…=Un=U，逆變橋輸出電壓相位φ1～φn不完全相同，由此可得諧振狀態(tài)下第m模塊逆變橋輸出電流Imp為：

(16)

諧振狀態(tài)下松耦合變壓器一次側(cè)電流IPp為：

(17)

(18)

令n=2，Q=1，模塊一逆變橋輸出電壓相位φ1=φ無偏差,模塊二逆變橋輸出電壓相位φ2存在偏差。此時(shí)，標(biāo)準(zhǔn)化的各模塊逆變橋輸出電流幅值、有功功率、無功功率和松耦合變壓器一次側(cè)電流幅值與模塊二逆變橋輸出電壓相位偏差角度的關(guān)系如圖4所示，圖中，φ2=φ2-φ為偏差模塊逆變橋輸出電壓相位相對(duì)于無偏差情況的偏差值。

由圖4可知，逆變橋輸出電壓相位超前的模塊逆變橋輸出電流幅值反而變小，當(dāng)偏差角度達(dá)到20°時(shí)，電流幅值偏差達(dá)到20%，但是模塊相位的偏差對(duì)松耦合變壓器一次側(cè)電流幅值的影響可以忽略。此外，逆變橋輸出電壓相位超前的模塊工作在感性狀態(tài)下, 而逆變橋輸出電壓相位滯后的模塊工作在容性狀態(tài)下。

3.2.4 各模塊逆變橋側(cè)電感不平衡情況分析

各模塊逆變橋側(cè)的諧振電感值大小不平衡，即

U1=…=Un=U，GLR1～GLRn不完全相同,由式(5)和上文GL公式可知L=nLP，由此可得諧振狀態(tài)下第m模塊逆變橋輸出電流Iml為：

(19)

圖4 標(biāo)準(zhǔn)化模塊功率和電流幅值與標(biāo)準(zhǔn)化模塊二逆變橋輸出電壓相位的關(guān)系Fig.4 Relation of normalized power and current amplitude of module and normalized H-bridge output voltage phase of module 2

諧振狀態(tài)下松耦合變壓器一次側(cè)電流IPl為：

φ-90°)

(20)

(21)

令n=2，Q=1，模塊一逆變橋側(cè)電感LR1=L無偏差，模塊二逆變橋側(cè)電感LR2存在偏差。此時(shí)，標(biāo)準(zhǔn)化的各模塊逆變橋輸出電流幅值、有功功率、無功功率和松耦合變壓器一次側(cè)電流幅值與標(biāo)準(zhǔn)化的模塊二逆變橋側(cè)電感關(guān)系如圖5所示。

圖5 標(biāo)準(zhǔn)化模塊功率和電流幅值與標(biāo)準(zhǔn)化模塊二逆變橋側(cè)電感的關(guān)系Fig.5 Relation of normalized power and current amplitude of module and normalized inductance beside H-bridge of module 2

由圖5可知，模塊二逆變橋側(cè)電感的增大導(dǎo)致其逆變橋輸出電流幅值減小，模塊一逆變橋輸出電流幅值隨之上升，電感偏差達(dá)到20%時(shí)，電流幅值變化幅度接近10%。同時(shí)，模塊逆變橋側(cè)電感的變化會(huì)引起松耦合變壓器一次側(cè)電流幅值反向變化,并且當(dāng)電感偏差達(dá)到20%時(shí)，一次側(cè)電流幅值變化幅度也接近10%。結(jié)合式(21)和圖5可知，逆變橋側(cè)電感偏差值為正時(shí)，所有模塊工作在感性狀態(tài)下；反之，全部工作在容性狀態(tài)下。

綜合以上分析，當(dāng)LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)模塊逆變橋輸出電壓幅值和相位存在不平衡時(shí)，會(huì)有模塊工作在容性狀態(tài)下，這將對(duì)逆變橋開關(guān)器件產(chǎn)生不利的影響；當(dāng)各模塊逆變橋側(cè)電感實(shí)際值大于標(biāo)準(zhǔn)值時(shí)，各模塊均工作在感性狀態(tài)下；反之，工作在容性狀態(tài)下。因此，恒流輸出型LCL諧振ICPT并聯(lián)系統(tǒng)對(duì)模塊逆變橋輸出電壓一致性要求較高，這與應(yīng)用于感應(yīng)加熱領(lǐng)域的恒壓輸出型LCL諧振并聯(lián)系統(tǒng)有很大的不同。設(shè)置電路參數(shù)時(shí)，可以根據(jù)電壓偏差情況使模塊逆變橋側(cè)電感實(shí)際值適當(dāng)大于標(biāo)準(zhǔn)值，以此彌補(bǔ)逆變橋輸出電壓偏差帶來的不利影響。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析的正確性,搭建了兩模塊并聯(lián)實(shí)驗(yàn)電路。以共同的晶振輸入作為同步信號(hào)，采用FPGA產(chǎn)生四路信號(hào)分別送入相應(yīng)的IR2103產(chǎn)生八路控制信號(hào)控制兩個(gè)模塊的逆變橋，每個(gè)模塊逆變橋的兩個(gè)橋臂控制信號(hào)間均移相60°。具體電路參數(shù)為：直流輸入電壓Ud=5V，諧振電感LR1=LR2=96μH，原邊補(bǔ)償電容CP=1.5μF，松耦合變壓器原邊電感LP=42μH，副邊電感LS=53μH，互感M=19.5μH，副邊補(bǔ)償電容CS=1.2μF，負(fù)載RL=1Ω，工作頻率f=20kHz。

圖6給出了模塊一和模塊二的逆變橋輸出電壓實(shí)驗(yàn)結(jié)果。可以看出，模塊一和模塊二的逆變橋輸出電壓的幅值、相位幾乎一致，通過FPGA控制，可以滿足LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)的控制要求。

圖6 兩模塊逆變橋輸出電壓實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.6 Experimental results of H-bridge output voltage of two modules

圖7為模塊一的逆變橋輸出電壓、模塊一和模塊二的逆變橋輸出電流以及松耦合變壓器一次側(cè)電流的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。由圖7可知，模塊一和模塊二的逆變橋輸出電流幅值均為0.25A，兩個(gè)模塊電流分布均勻，相位一致。松耦合變壓器一次側(cè)電流幅值為0.5A，相位滯后模塊逆變橋輸出電流90°，符合恒流型LCL電路特性。由于電路品質(zhì)因數(shù)Q=1，所以模塊一和模塊二的逆變橋輸出電流之和等于松耦合變壓器一次側(cè)電流大小。由于兩模塊逆變橋側(cè)電感LR1和LR2稍大于兩倍松耦合變壓器原邊電感2LP，因此電路工作在感性狀態(tài)下。電路正常工作,實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)擴(kuò)容的目的。

圖7 模塊一逆變橋輸出電壓、兩模塊逆變橋輸出電流和松耦合變壓器一次側(cè)電流實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.7 Experimental results of H-bridge output voltage of module 1, H-bridge output currents of two modules and primary winding current of loosely coupled transformer

5 結(jié)論

本文針對(duì)大功率應(yīng)用場(chǎng)合，提出了LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)，給出了并聯(lián)系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置方法，并對(duì)并聯(lián)系統(tǒng)在參數(shù)不平衡狀態(tài)下的均流特性進(jìn)行了分析。雖然LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)在模塊逆變橋輸出電壓幅值和相位不平衡狀態(tài)下，部分模塊會(huì)工作在容性狀態(tài)，但是可以通過適當(dāng)增大模塊逆變橋側(cè)電感值來抵消模塊逆變橋輸出電壓不平衡造成的影響。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，通過FPGA控制可以滿足LCL型ICPT并聯(lián)系統(tǒng)模塊間同步控制要求，并聯(lián)拓?fù)溆行?shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的擴(kuò)容。

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Research on parallel system of inductively coupled power transfer based on LCL compensation

SI Ma-kun, WU Song-rong, ZHANG Xin, WU Hao, TU Fu-quan

(Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle, Ministry of Education，School of Electrical Engineering, Southwest Jiaotong University, Chengdu 610031, China)

Because the price of high-power devices is expensive and the power level of devices is difficult to meet the requirements of high-power supplies, inductively coupled power transfer (ICPT) system based on LCL compensation with a single module is not suitable for application in high-power occasion. The topology of parallel system of ICPT based on LCL compensation is proposed. In addition, the parameter setting method of the parallel system is given. When the circuit parameters of each module of parallel system are balanced or unbalanced, the power and current expressions of each module of parallel system are derived. Meanwhile, the current balance condition and operating characteristics of parallel system are analyzed on the basis of the power and current expressions and the operating characteristics of ICPT system with two modules in parallel based on LCL compensation. It is concluded that the parallel system of ICPT based on LCL compensation can inhibit the adverse effect brought by unbalanced circuit parameters and expand system capacity effectively, which are useful for high-power supplies. At last, the correctness of the theoretical analysis is verified by experimental results.

inductively coupled power transmission; LCL compensation; parallel system; power’s expansion

2015-08-09

司馬昆(1991-)， 男， 安徽籍， 碩士研究生， 研究方向?yàn)闊o接觸式電能傳輸; 吳松榮(1977-)， 男， 四川籍， 副教授， 博士， 研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)等。

TM131

A

1003-3076(2016)04-0006-06