衛(wèi)星數(shù)據(jù)加擾方式對OQPSK調制信號的影響分析

江 潔，張風源，陳 劼，林閩佳

（上海航天電子技術研究所，上海 201109）

0 引言

電波主要是在自由空間傳播，信道參數(shù)較穩(wěn)定，信道的主要干擾是加性高斯白噪聲。在此恒參信道中，用相移鍵控（PSK）調制方式可獲得最佳的接收性能，并能有效利用衛(wèi)星頻帶，因此在現(xiàn)發(fā)射機設計中正交相移鍵控（QPSK）調制方式得到了廣泛應用。偏移正交相移鍵控（OQPSK）的實現(xiàn)難度與QPSK相同，但OQPSK的非線性抑制能力更好，目前已成為衛(wèi)星數(shù)據(jù)多通道并行下傳方案中的主要調制方式。

OQPSK調制技術已較成熟，相關研究文獻并不多，分析基帶數(shù)據(jù)流對調制影響則更少。目前，衛(wèi)星研制中多次出現(xiàn)了傳輸頻譜畸變等現(xiàn)象。與典型調制頻譜相比，畸變頻譜信號主包絡在固定位置出現(xiàn)明顯凹陷，工程中多用增加擾碼長度選取特定碼片臨時解決，未見相關文獻對此現(xiàn)象進行研究。為在工程實踐中更好地使用OQPSK調制技術，本文對基帶數(shù)據(jù)加擾方式與OQPSK調制頻譜變化進行了研究。

1 衛(wèi)星數(shù)傳信號處理流程

數(shù)傳系統(tǒng)主要完成星上各載荷遙感數(shù)據(jù)的接收、格式化編排、數(shù)據(jù)復接、加擾、數(shù)據(jù)存儲、調制、放大、濾波等處理后通過天線下傳信號。數(shù)傳鏈路模型如圖1所示，幀格式如圖2所示［1－2］。

圖1 數(shù)傳鏈路模型Fig.1 Model of data transmission chain

載荷數(shù)據(jù)進入數(shù)傳系統(tǒng)后先進行復接和組幀，按圖2中的幀格式要求進行數(shù)據(jù)編碼處理。數(shù)據(jù)編碼處理并不改變虛擬信道數(shù)據(jù)單元（VCDU）數(shù)據(jù)單元中的數(shù)據(jù)，只是生成了編碼校驗符。同時，為避免數(shù)據(jù)出現(xiàn)全“0”、全“1”長碼，數(shù)據(jù)處理器要求對復接后的數(shù)據(jù)進行加擾，方法是使數(shù)據(jù)幀除幀頭外的每位與一個標準的偽隨機序列異或。在接收端，同一序列與所接收的數(shù)據(jù)幀異或，以去除隨機圖型，恢復原數(shù)據(jù)。可發(fā)現(xiàn)，一旦確定了加擾方式，每幀都會用相同的偽隨機序列序列進行加擾處理。

2 基帶數(shù)據(jù)流設計

經(jīng)數(shù)據(jù)處理后的載荷數(shù)據(jù)送至調制發(fā)射模塊進行OQPSK調制。按現(xiàn)有衛(wèi)星應用方式進行劃分，數(shù)據(jù)處理有主要以下兩種。

a）合路加擾

各接口數(shù)據(jù)關系如圖3所示。

衛(wèi)星數(shù)傳系統(tǒng)中，該組幀方式是一種常見的數(shù)據(jù)處理方式：載荷數(shù)據(jù)送入數(shù)據(jù)處理器后，處理器對數(shù)據(jù)進行復接和組幀；組幀后的數(shù)據(jù)以幀為單位進行編碼、加擾；對數(shù)據(jù)流按bit進行串、并轉換成2路數(shù)據(jù)分別送至OQPSK調制的I、Q路輸入端。此組幀加擾方式既可保證I、Q每路數(shù)據(jù)的隨機性，又能保證I、Q兩路數(shù)據(jù)間關系的隨機性。

b）IQ分路加擾

各接口數(shù)據(jù)關系如圖4所示。

IQ分路組幀是近年來國內新采用的一種數(shù)據(jù)處理方式，載荷數(shù)據(jù)送入數(shù)據(jù)處理器后，針對調制器的輸入數(shù)據(jù)流為兩路（I、Q路）的特點，對這兩路數(shù)據(jù)流分別進行組幀、加擾。其特點是I、Q兩路數(shù)據(jù)具獨立性，信號解調后，可對其中一路數(shù)據(jù)直接進行相關分析和使用。此組幀加擾方式可保證I、Q每路數(shù)據(jù)的隨機性，但由于每幀數(shù)據(jù)的編碼加擾方式相同，如I、Q兩路間的數(shù)據(jù)相似或相同，經(jīng)編碼加擾，兩路數(shù)據(jù)間的相對關系并未發(fā)生明顯變化。

圖2 數(shù)傳幀格式Fig.2 Data transmission frame format

圖3 IQ合路加擾幀格式Fig.2 Frame format of IQ collective framing

圖4 IQ分路加擾幀格式Fig.4 Frame format of IQ respective framing

由上述分析可知：因載荷數(shù)據(jù)的組幀方式固定，每幀數(shù)據(jù)的編碼、加擾方式相同，I、Q兩路分別經(jīng)相同的編碼加擾后，兩路數(shù)據(jù)間的相對關系無明顯變化。載荷數(shù)據(jù)，單載荷的高低位數(shù)據(jù)分組產(chǎn)生的I、Q，或多路載荷數(shù)據(jù)分別獨立組幀，都存在I、Q兩路數(shù)據(jù)間隨機性不強，數(shù)據(jù)具相似性，甚至出現(xiàn)大量長0、長1的缺點。

OQPSK調制所需數(shù)據(jù)為雙極性信號（數(shù)據(jù)“1”用“1”表示，數(shù)據(jù)“0”用“－1”表示）。設I路數(shù)據(jù)序列為I（n），Q路數(shù)據(jù)序列為Q（n），IQ分路組幀后加擾的設計方案無法避免數(shù)據(jù)流出現(xiàn)長段I（n）＝Q（n）或I（n）＝－Q（n）。

3 OQPSK調制模型

OQPSK 調制原理如圖5所示［3－5］。圖中：延遲Ts／2電路是為保證I、Q兩個支路碼元偏移0.5個碼元周期。低通濾波器（LPF）作用是對基帶信號進行限帶處理，帶通濾波器（BPF）的作用是形成OQPSK信號的頻譜形狀，保持包絡恒定。

圖5 OQPSK調制器原理Fig.5 Principle of OQPSK modulation

OQPSK信號可表示為

式中：I（t），Q（t）分別為序列I（n），Q（n）的時域表示；ωc為載波頻率。

為更清楚地表示調制后的時域波形相位的變化，本文定義載波頻率ωc＝2／Ts，此處Ts為I、Q 路信號單個碼元周期。該定義不影響仿真分析的有效性，分析結果普遍適于其他載波頻率。

兩路數(shù)據(jù)及調制后的仿真結果如圖6所示。

QPSK信號兩路正交的信號為碼元同步，OQPSK調制中將正交路信號偏移Ts／2，目的是消除QPSK調制中已調信號突然相移180°的現(xiàn)象，每隔Ts／2信號相位只可能發(fā)生±90°的變化。因而星座圖中信號點沿正方形四邊移動，如圖7所示。

圖6 OQPSK調制時域仿真結果Fig.6 Timing simulation of OQPSK modulation

圖7 OQPSK相位轉移Fig.7 Phase transferring of OQPSK modulation

4 IQ分路加擾對OQPSK調制的影響

當I（t）＝Q（t）時，兩路數(shù)據(jù)及其調制后的時序仿真結果如圖8、9所示。由圖9可知：當I、Q兩路數(shù)據(jù)一致時，由調制后時域波形可看出載波頻率的相位變化始終為－π／2，此時OQPSK調制的相位轉移始終向逆時針方向移動。

圖8 I、Q數(shù)據(jù)相同時OQPSK調制時域仿真結果Fig.8 Timing simulation and OQPSK modulation with same I／Q

圖9 I、Q數(shù)據(jù)相同時OQPSK調制相位轉移Fig.9 Phase transferring of OQPSK modulation with same I／Q

當I（t）＝－Q（t）時，兩路數(shù)據(jù)及其調制后的時序仿真結果如圖10、11所示。由圖11可知：當I、Q兩路數(shù)據(jù)相反時，由調制后時域波形可看出載波頻率的相位變化始終為π／2，此時OQPSK調制的相位轉移始終向順時針方向移動。

4.1 數(shù)學模型

OQPSK調制信號的時域表達式為

圖10 I、Q數(shù)據(jù)相反時OQPSK調制時域仿真結果Fig.10 Timing simulation of OQPSK modulation with inverse I／Q

圖11 I、Q數(shù)據(jù)相反時OQPSK調制相位轉移Fig.11 Phase transferring of OQPSK modulation with inverse I／Q

式中：σ（ω）為單位沖激函數(shù)。

OQPSK調制信號的頻域表達式為

OQPSK調制信號的頻域表達式可簡化為

圖12H1（jω），H2（jω）頻域圖Fig.12 Frequency domain ofH1（jω）andH2（jω）

假設I路（或Q路）信號的頻譜經(jīng)ωc的載波搬移后得到FI（jω）如圖13（a）所示，經(jīng) OQPSK 調制后頻譜如圖13（c）所示。由圖可知：當OQPSK調制的I、Q兩路信號相同時，相當于將I路信號的頻譜進行了H1（jω）頻域的濾波后再將頻譜搬移到載波頻率ωc。調制后的信號頻譜發(fā)生畸變，與典型的調制頻譜相比，信號主包絡頻譜在偏離載波頻率－π／Ts附近出現(xiàn)明顯凹陷。

當I（t）＝－Q（t）時，其 OQPSK調制信號的頻域表達式可簡化為

此時，OQPSK調制后的頻譜相當于將I路信號的頻譜進行了H2（jω）頻譜的濾波后再將頻譜搬移到載波頻率ωc。調制后的信號頻譜發(fā)生畸變，與典型的調制頻譜相比，信號主包絡頻譜在偏離載波頻率＋π／Ts附近出現(xiàn)明顯凹陷。

4.2 仿真分析

由于PN序列的隨機性，仿真中采用兩路相同的PN15序列代替I（t），Q（t）序列進行仿真分析，這樣可模擬I、Q兩路數(shù)據(jù)自身具有良好的隨機性，但兩路間存在相關性。兩路相同的PN15碼分別通過I、Q兩路送至OQPSK調制，得到頻譜圖如圖14所示。

圖13 IQ數(shù)據(jù)相同時OQPSK調制信號頻譜Fig.13 Frequency spectrum of OQPSK modulation with the same I／Q

圖14 I、Q數(shù)據(jù)相同時OQPSK調制頻域仿真圖Fig.14 Frequency domain simulation of OQPSK modulation with same I／Q

由圖14可知：當I、Q數(shù)據(jù)為相同的PN序列時，經(jīng)OQPSK調制后頻譜圖是將PN序列的頻域經(jīng)H1（jω）頻譜的濾波后的頻譜平移到載波頻率上。OQPSK調制后頻譜在偏離載波頻率－π／Ts附近出現(xiàn)明顯衰減。

同樣，當I（t）＝－Q（t）時，即2路相反的PN15碼分別通過I、Q兩路送至OQPSK調制，所得頻譜圖如圖15所示。由圖15可知：當I、Q數(shù)據(jù)為相反的PN序列時，經(jīng)過OQPSK調制后頻譜圖是將PN序列的頻域經(jīng)過H2（jω）頻譜濾波后的頻譜平移到載波頻率上。OQPSK調制后頻譜在偏離載波頻率＋π／Ts附近出現(xiàn)明顯衰減。

圖15 I、Q數(shù)據(jù)相反時OQPSK調制頻域仿真結果Fig.15 Frequency domain simulation of OQPSK modulation with inverse I／Q

4.3 測試結果

對仿真所示的PN碼調制信號頻譜圖進行了實際的驗證測試，兩路相同或相反的PN15序列通過調制發(fā)射機的I、Q路進行OQPSK調制，在數(shù)傳通信鏈路中通過調制發(fā)射機的輸出端進行頻譜測量，設定信道帶寬112.5MHz，頻譜圖如圖16所示。相關性，分析了載荷數(shù)據(jù)分I、Q路組幀后對

4.4 兩種加擾方式OQPSK調制信號對比

按CCSDS標準，加擾方式是按幀進行，I、Q數(shù)據(jù)合路組幀后，I、Q數(shù)據(jù)交替與1個標準的偽隨機序列相異或。這種數(shù)據(jù)流設計模型中，每路的規(guī)律性被打破，同時兩路間的規(guī)律性也被打破。單獨的I路或單獨的Q路解決了出現(xiàn)長“0”、長“1”碼問題，同時降低了I，Q數(shù)據(jù)間的相關性。此時，OQPSK調制的相位轉移圖沿正方形四邊移動。I、Q數(shù)據(jù)分路組幀后，僅僅解決了兩路輸入中每路的隨機性，兩路間的相關性未改變，在目標數(shù)據(jù)相似或沒有良好的隨機性情況下，相位轉移圖常有規(guī)律地向某方向移動，在頻譜上表現(xiàn)為頻譜失真。

由仿真和實測的頻譜圖（如圖17所示）可知：I、Q數(shù)據(jù)合路組幀既可保證每路數(shù)據(jù)的隨機性，又能實現(xiàn)兩路數(shù)據(jù)間相對關系的隨機性，頻譜包絡平滑完整，沒出現(xiàn)凹陷或凸出的頻點，適于數(shù)傳通信鏈路的數(shù)據(jù)傳輸。針對I、Q分路組幀時的頻譜變形問題，目前提出了一種新的解決方案：I、Q分路組幀后采用不同的偽隨機碼序列進行加擾，從而破壞I、Q兩路數(shù)據(jù)原本的自相關特性，達到與I、Q路數(shù)據(jù)合路組幀同樣的傳輸效果。不同的加擾方式出現(xiàn)兩個問題：一是數(shù)據(jù)接收端用不同的解擾方式對其進行解擾，設備不具通用性，二是為實現(xiàn)較好的信道傳輸效果需對兩種偽隨機碼的選擇進行分析。

5 結束語

圖16 I、Q數(shù)據(jù)相同或相反時OQPSK調制后頻譜實測對比Fig.16 Contrast of OQPSK modulation frequency spectrum between same and inverse I／Q

圖17 IQ不同加擾方式后的頻譜實測對比Fig.17 Contrast of frequency spectrum among different way of scrambling

本文根據(jù)OQPSK調制輸入信號I、Q路數(shù)據(jù)的OQPSK調制信號的影響。研究結果表明：在OQPSK調制方式下，僅保證I、Q兩路數(shù)據(jù)自身的隨機性并不夠，I、Q兩路數(shù)據(jù)間隨機性不足，會嚴重影響信號的傳輸質量，這種影響的特征是調制頻譜在偏離載波頻率±π／Ts附近出現(xiàn)明顯的衰減。

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