衛(wèi)星導航系統(tǒng)接收機原理與設計
——之一（下）

+ 劉天雄

衛(wèi)星導航系統(tǒng)接收機原理與設計
——之一（下）

+ 劉天雄

2.2 射頻前端

通常天線接收到的導航衛(wèi)星信號不僅功率極其極低，而且摻雜著噪聲并且伴隨著各種有意無意的干擾信號，一般情況下導航信號弱于背景噪聲，例如，GPS系統(tǒng)L1頻段的信號地面功率為-160dBW，民用L1頻點的信號功率比背景噪聲低16dB，美國軍用P碼信號功率比C/A碼信號功率密度低13dB，GPS信號強度如圖5所示。因此，導航信號很容易受到干擾，安全性比較差，接收機在開展相關信號處理前首先要放大接天線收到的導航信號。

圖5 GPS信號強度

接收機射頻前端定義為接收天線到模數轉換器之間的所有部件，它是將天線接收到的無線電導航信號進行濾波、低噪聲放大、再濾波、混頻、再濾波和放大等一系列單元的組合，輸出是具有一定增益的易于被數字采樣的數字中頻信號。主要作用是對接收到的導航信號進行預處理和下變頻處理，信號預處理首先利用帶通濾波器濾除帶外干擾信號，然后對濾波處理的信號進行放大；下變頻利用混頻器將接收到的射頻信號降頻處理成為模擬中頻信號，這就要求射頻前端提供穩(wěn)定、精確的本地晶振與輸入信號進行混頻。

2.2.1 基本結構

衛(wèi)星導航接收機射頻前端由帶通濾波器（BPF）、放大器（Amplifier）、本地振蕩器LO（Local Oscillator）、頻率綜合器（frequency synthesizer）、自動增益控制器AGC（Automatic Gain Control）、模數轉換器ADC（Analog to Digital Converter）組成，射頻前端基本結構如圖6所示，其中頻率綜合器為接收機射頻前端提供時間和頻率參考。射頻前端接收天線捕獲到的無線電射頻衛(wèi)星導航信號，完成射頻信號下變頻（down-conversion）、濾波（filtering）、放大（amplification）、采樣（sampling）等信號處理任務，射頻前端又稱為前置放大器。

射頻處理前端首先利用帶通濾波器（BPF）濾除波段外的噪聲干擾，利用放大器放大信號，濾波放大后的射頻信號與本地振蕩器信號（LO）相乘，即混頻處理號，然后再次利用帶通濾波器（BPF）濾除噪聲信號，濾除高頻分量并獲得中頻（intermediate frequency）模擬信號，簡稱IF信號，中頻信號保留載波信號上所調制的全部數據和信息；最后利用模數轉換器（ADC）將模擬中頻信號數字化處理，獲得數字中頻導航信號，包括I支路同相（in-phase）分量和Q支路正交（quadrature）分量。

1 濾波和放大模塊Filtering and Amplification

由于衛(wèi)星導航信號功率較低，例如，用戶接收到GPS全球定位系統(tǒng)L1頻段的信號功率為-160dBW，其微弱程度相當于一只50W普通燈泡的光從20000Km的GPS衛(wèi)星軌道空間照射到地球表面，而我們日常使用聯(lián)通手機信號功率則為-134dBW，也就是說GPS用戶接受到的信號強度大約只有手機信號的1/400。通常在接收機天線后端需要一套濾波和低噪聲放大電路LNA（Low-Noise Amplifiers），其作用是濾除接收到的射頻信號的噪聲并去除帶外干擾信號，同時補償導航信號的空間傳播損耗（transmission losses）。

圖6 衛(wèi)星導航接收機射頻前端基本結構

圖7 衛(wèi)星導航接收機射頻前端外差（左）和零差（右）下變頻模塊

2 本地振蕩器和頻率綜合器模塊

本地振蕩器LO（Local Oscillator）的性能指標是短期穩(wěn)定性（short-term stability）、長期穩(wěn)定性（longterm stability）以及相位噪聲（phase noise）。雖然大部分商業(yè)導航接收機采用一般的低成本晶體振蕩器就能夠完成用戶任務，但是一些高端的導航應用，例如軍事應用會采用高穩(wěn)定度的原子頻率振蕩器（atomic oscillators）。

設計導航接收機頻率綜合器（f r e q u e n c y synthesizer）時，要考慮所要接收的導航信號的頻點及其特征、信號采樣頻率、中頻信號頻率以及所期望獲得的最大的綜合性能等因素，例如考慮剔除帶外干擾（out of band interference）、減少相位噪聲影響（phase noise impact）以及剔除射頻信號下變頻諧波（out of band interference）等因素。

3 下變頻模塊 Down-conversion

射頻前端的下變頻模塊的功能是將接收到的無線電導航射頻RF（radio frequency）信號轉換為中頻IF（intermediate frequency）信號或者基帶（baseband）信號，轉換方法可以采用直接轉換（direct conversion）技術，也可以采用零差法（homodyning）和外差法（heterodyning）等混合操作（mixing operations）技術。零差法和外差法通過對兩個不同頻率的信號進行混頻，目的是將相同的信息調制到兩個不同的頻點，其中一個頻點是兩者的和頻，另一個是兩者的差頻?；旌喜僮骷夹g的基礎是接收機的本地振蕩器LO，為了抑制諧音（harmonics）和鏡像頻率（image frequencies）靠近中頻信號，需要選擇設計本地振蕩器LO的頻率。零差和外差混合操作流程如圖7所示。

目前接收機一般采用兩步法（two-stage approach）外差混合操作下變頻技術獲取中頻信號，信號下變頻處理期間將產生兩個不同的中頻信號，代價是導致鏡像頻率分離，優(yōu)點是可以使用低品質因數濾波器和低等級的模數轉換器件，下變頻設計手段更加靈活，進一步濾除帶外噪聲和干擾信號，同時可以剔除不想要的鏡像頻率信號。

對于零差法，一般采用一步法下變頻技術獲得中頻信號，接收機本地振蕩器調諧到導航射頻信號頻率，由于零差法混合操作下變頻技術直接將導航射頻信號轉換成為基帶信號，所有這種方法通常也可以稱為直接轉換技術。雖然零差法混合操作下變頻技術比較簡單，不需要使用中頻濾波器，由此不需要處理鏡像頻率信號，但在處理導航射頻信號時需要使用高品質因數的濾波器，品質因數（quality factors）是3dB帶寬與中心頻率的比值，其值越高則濾波器越尖銳，高品質因數濾波器意味著將提高接收機的成本。另一個問題是，如果直接將射頻信號下變頻到基帶中頻信號，則諧波接近零頻，導致很難將其濾除。

這里需要簡要說明導航射頻信號直接采樣（direct sampling）技術，即導航射頻信號無須經過下變頻處理為中頻信號，對導航射頻信號直接采樣，雖然導航射頻信號直接采樣技術在設計上不需要混頻器（mixers）本地振蕩器（LO），但仍需要放大器和模數轉換器。目前射頻信號（1.2GHz～1.6GHz）的直接采樣技術對信號處理硬件要求較高，從設計和成本兩個因素考慮均不能在市場中大量推廣使用。盡管當前接收機很難在設計上采用導航射頻信號直接采樣技術，但直接采樣技術具有可以規(guī)避導航信號與本地振蕩器不匹配造成的無用信號和誤差等的顯著優(yōu)勢，此外，直接采樣技術降低了對時鐘抖動（clockjitter）和噪聲混疊（noise folding）的敏感度。

4 量化和采樣模塊 Quantization and Sampling

量化（Quantization），即通過模數轉換器ADC（analog to digital converters）對接收到的導航信號進行數字化處理，確保量化誤差（quantization errors）和動態(tài)范圍（dynamic ranges）符合原始信號特征。模數轉換將接收到的模擬信號轉化成為離散數字信號（discrete digital signal），量化方法可以采用均勻量化（uniform）、非均勻量化（nonuniform）、中心量化（centered）、非中心量化（non-centered）等多種方式，具體取決于信號噪聲特征，如圖8所示。

圖8 非中心、非均勻量化(左)，中心、均勻量化(右)

雖然大部分GNSS接收機都采用uniform量化技術，但是一些non-uniform量化技術，諸如Amoroso和DataFusion技術，具有一定的抗連續(xù)波CW（Continuous Wave）干擾（interference）能力。而自適應量化方法（Adaptive quantization methods），則能根據信號輸出幅值自動調整量化電平（quantization levels）。

量化方法和量化范圍的選擇也取決于信號的噪聲特征，對于GNSS接收機，接收到的導航信號的功率比較低，例如GPS衛(wèi)星播發(fā)到地面的L1頻段信號功率為-160dBW，其微弱程度相當于一只50W普通燈泡的光從20000Km的GPS衛(wèi)星軌道空間照射到地球表面，因此，GNSS接收機模數轉換器信號量化結果看起來與接收到的噪聲信號類似。

在最大量化門限（maximum quantization threshold）L和信號噪聲標準偏差（noise standard deviation）σ之間存在一個最優(yōu)的比率，保證在相關輸出時信噪比劣化最小，即

考慮量化位數的影響，一般2-bit量化時，信號量化損失1.5dB，1-bit量化時，信號量化損失3.5dB。對于GNSS信號和其接收機而言，上述信號量化損失是可以接受的。雖然采用1-bit量化器時可以不用自動增益控制AGC系統(tǒng)，并由此簡化硬件設計，但是為了提高接收機抗干擾能力，信號增益控制仍然需要自動增益控制AGC系統(tǒng)。

利用模數轉換器ADC對輸入的下變頻處理后的基帶中頻導航信號完成采樣時，需要選擇合理的采樣頻率（sampling frequency）。事實上，對于衛(wèi)星導航信號，采樣頻率不應該是1.023 MHz的倍數，根據Nyquist–Shannon采樣定理，采樣頻率需要代表并能夠復制原始信號，如果信號單邊基帶帶寬為B，則采樣頻率需要大于兩倍的帶寬，即

信號的中心頻率（centre frequency）和頻譜（spectrum）被移動，同時進行全部頻譜的N次疊加。由此，為了避免信號混疊效應，生成的復制信號在處，不能交疊，如圖9所示，圖9中上圖為原始信號，圖9中中圖為采樣頻率滿足Nyquist采樣定理要求，圖9中下圖為采樣頻率不滿足Nyquist采樣定理要求，發(fā)生了頻率混疊現(xiàn)象。

圖9 Nyquist-Shannon采樣定理示意圖

5 自動增益控制模塊 Automatic Gain Control

自動增益控制AGC與導航線號下變頻和采樣量化緊密關聯(lián)，自動增益控制AGC器是一個自適應閉環(huán)控制系統(tǒng)，以增加信號動態(tài)范圍（dynamic range）、控制量化電平（quantization levels）、優(yōu)化最大量化門限和信號噪聲標準偏差之間比率。

自動增益控制AGC有多種實現(xiàn)方式，根據接受信號幅值調整信號增益是最常用的方法，這種方法完全在模擬域實現(xiàn)增益控制。另一個方法是根據自動增益控制AGC器輸出的Gaussian分布概率密度，匹配信號輸入輸出功率大小，調整自動增益控制AGC的增益。

然而，在存在連續(xù)波CW干擾的情況下，傳統(tǒng)的自動增益控制AGC器性能受到較大影響，如果干噪比J/N（Jammer-to-Noise）為20 dB，則信噪比SNR下降約10 dB。為了降低連續(xù)波CW干擾影響，可以采樣動態(tài)調整量化間隔技術，或者采樣過量化技術，以增加自動增益控制AGC動態(tài)范圍。如果存在脈沖干擾（pulsed interference），可以采用數字消隱（digital blanking）等附加量化位技術，量化數值與動態(tài)門限相比較，如果采樣值超過門限，則該采樣值被置零。

2.2.2 信號帶寬 Signal Bandwidth

除了電氣設計，設計衛(wèi)星導航接收機射頻部分（包括天線和前端）時，需要根據使用環(huán)境和應用范圍考慮信號結構（頻譜和帶寬）。衛(wèi)星導航系統(tǒng)新的星座設計以及新的信號調制方式帶來了不同的頻譜分配和帶寬選擇方案。例如，表1給出了GPS系統(tǒng)L1頻點和Galileo系統(tǒng)E1頻點信號特征，兩者中心頻點相同，均是1575.42MHz。

對于GPS系統(tǒng)，如果接收機僅僅跟蹤L1頻點的C/A碼信號，接收機天線需要滿足4.092 MHz帶寬信號接收需求，對于Galileo系統(tǒng)，由于其信號設計和信號擴頻特性，跟蹤E1頻點的B/C碼信號時，接收機天線需要滿足兩倍的4.092 MHz帶寬信號接收需求。當然，接收并處理越多的信息，接收機定位精度也將越高，因此，用滿足接收帶寬要求的一副天線，同時接收GPS系統(tǒng)L1頻點和Galileo系統(tǒng)E1頻點信號的雙星座接收機，將使用戶從GPS和Galileo兩個衛(wèi)星導航系統(tǒng)中同時獲取最大效益。

雙頻接收機（Dual-frequency receivers）需要使用雙波段接收天線（dual-band antennas），其射頻前端帶寬規(guī)模要與接收機的應用場景、定位精度以及可實現(xiàn)的技術相匹配。例如，測量型接收機需要更寬的信號接收帶寬以獲得更高的定位解算結果；然而，一些低成本接收機只需要一副接收天線，其射頻前端帶寬約為2 MHz，就能夠接收足夠功率的導航信號并能獲得“米級”定位精度。接收機定位解算的精度不僅與天線及射頻前端的帶寬成比例，而且也與數字信號基帶處理的能力和功耗成比例。

2.2.3 從射頻信號到中頻基帶信號 From RF to Baseband

衛(wèi)星導航接收機接收到的信號可以表示為（忽略噪聲）：

例如，GPS系統(tǒng)L1頻點信號可以寫為：

式中:

圖10 GNSS接收機基帶數字信號處理通道

在這個階段，模數轉換器ADC對接收到的導航信號進行采樣處理，采樣處理后的離散數字信號分別與本地數字正弦波以及數字余弦波進行混頻處理?；祛l處理將將中頻（IF）信號轉換稱為基帶（baseband）信號，同時保留原始相位信息：

信號是復變量，由此可以按同相（in-phase）I分量和正交（quadrature）Q分量，如下式：

最后，接收機數字基帶處理模塊（baseband processing block）負責處理上述基帶信號。

2.3 數字信號處理模塊Digital Signal Processing

衛(wèi)星導航接收機的基帶信號處理模塊負責處理接收到的導航信號，例如捕獲和跟蹤視界范圍內的每顆導航衛(wèi)星的信號，基帶信號處理模塊的輸入是下變頻處理后的數字信號。一般衛(wèi)星導航接收機的基帶信號處理模塊都有多個獨立的處理通道，每個數字信號處理通道如圖10所示，

圖10中“Doppler Removal”為“多普勒頻移去除”、“Local Codes generation”為“接收機生成的本地復制偽碼信號”、“I & D”為“積分和清零(Integrate and Dump)”、“PLL”為“相位鎖相環(huán)(Phase-Lock-Loop)”、“DLL”為“延遲鎖定環(huán)(Delay-Lock-Loop)”、“Updated Carrier Phase”為“載波相位更新”、“Updated code delay”為“偽碼延遲更新”、“data demodulation”為“信號解調”、“data processing”為“信號處理”、“l(fā)ock detectors”為“信號鎖定檢測”。

導航接收機基帶信號處理模塊中的每個處理通道的結構完全一樣，每個處理通道能夠獨立跟蹤、處理某一顆導航衛(wèi)星播發(fā)的信號。為了生成用戶機和衛(wèi)星之間的偽碼測距觀測量（code pseudorange）、載波相位測量值（carrier phase measurements）以及多普勒頻移（Doppler frequency），每個處理通道的工作目標是跟蹤導航信號的偽隨機測距碼延遲（code delay）和載波相位（carrier phase）。由此，每個處理通道至少有兩個信號跟蹤鎖定環(huán)路，即跟蹤偽碼的延遲鎖定環(huán)DLL（Delay Lock Loops）和跟蹤載波相位延遲的相位鎖定環(huán)PLL（Phase Lock Loops）。

根據多普勒頻移預估值，基帶數字信號處理模塊清除采樣信號后的多普勒頻移，然后根據偽碼相位延遲預估值，將采樣信號與接收機本地生成的復制偽碼信號進行相關處理，根據相關處理結果，得到新的多普勒頻移和偽碼相位延遲數據，然后重復進行采樣信號與本地復制偽碼信號相關處理，不斷反饋計算，直到獲得精確的多普勒頻移和偽碼相位延遲數據，通過比特位同步、幀同步得到衛(wèi)星的子幀數據，解算出偽碼測距值（code pseudo-ranges）、載波相位測量值（carrier phase measurements）以及導航電文數據（navigation data）。最后，基帶數字信號處理模塊集成每個通道的解算結果，根據三角測量原理，利用四個通道的處理數據就能解算出用戶的位置坐標。

另外，根據不同的應用場景，基帶數字信號處理模塊需要配置一些專用的軟件（算法），例如，多路徑效應減緩、抗突發(fā)窄帶干擾等。接收機還可以根據需求動態(tài)調整環(huán)路配置參數，例如，當接收機處于高動態(tài)工作環(huán)境狀態(tài)時，為了避免跟蹤環(huán)路失鎖，可以增加相位鎖定環(huán)PLL的帶寬。