基于STM32的負(fù)載電流前饋PWM整流器設(shè)計(jì)*

黃金飛，唐小琦，宋 寶，程建軍

（1.華中科技大學(xué)機(jī)械科學(xué)與工程學(xué)院，武漢 430074；2.廣州深圳市浩能科技有限公司，廣東深圳518172）

基于STM32的負(fù)載電流前饋PWM整流器設(shè)計(jì)*

黃金飛1，唐小琦1，宋 寶1，程建軍2

（1.華中科技大學(xué)機(jī)械科學(xué)與工程學(xué)院，武漢 430074；2.廣州深圳市浩能科技有限公司，廣東深圳518172）

針對三相電壓型PWM整流器在傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制策略下，輸出直流電壓會隨負(fù)載電流波動并且調(diào)整時(shí)間長這一問題，在分析系統(tǒng)擾動響應(yīng)的基礎(chǔ)上，提出了負(fù)載電流前饋控制方法。通過直接測量擾動電流，并將其作為電流環(huán)輸入指令，以克服級聯(lián)閉環(huán)調(diào)節(jié)帶來的延遲，使得整流器輸出電流緊緊跟隨負(fù)載電流，進(jìn)而提高輸出電壓的動態(tài)響應(yīng)。為驗(yàn)證控制策略的可行性和有效性，利用STM32F103Z芯片的3個(gè)12位AD、高級定時(shí)器TIM1、集成USB模塊等片上資源搭建了改進(jìn)的整流裝置，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，基于STM32的負(fù)載電流前饋PWM整流器抗負(fù)載擾動能力得到了明顯改善。

STM32；整流器；負(fù)載擾動

0 引言

在高性能供電系統(tǒng)中，通常將PWM整流器作為前端電源。與典型的不控整流方式相比，PWM整流器具有輸出直流電壓可控，網(wǎng)側(cè)電流正弦化，功率因數(shù)可調(diào)，能量可以雙向流動及諧波污染低等優(yōu)點(diǎn)［1-2，6］。但是在電機(jī)負(fù)載和投切頻繁的場合，整流器普遍存在因負(fù)載所需能量突變引起的母線電壓波動大的問題［3-4］。

為了提高整流裝置響應(yīng)性能，減小輸出電壓波動。文獻(xiàn)［4-5］提出在輸出側(cè)并聯(lián)大容量電容，再配合泄放電路來穩(wěn)定母線電壓，該方法的優(yōu)點(diǎn)是降低了整流器與負(fù)載間的藕合度，簡化了整流器控制模型，但是增加了設(shè)備的體積和成本，也降低了系統(tǒng)響應(yīng)速度和可靠性。文獻(xiàn)［6］提出了一種瞬態(tài)無功電流指令不等于零的變結(jié)構(gòu)策略，能明顯提高母線電壓響應(yīng)性能，減小穩(wěn)壓電容容量，但是需要通過精確判斷負(fù)載突變來切換控制模式。文獻(xiàn)［7］在傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制算法中增加電容電流前饋控制，前饋量通過電機(jī)負(fù)載模型估算求得，該方法將整流逆變裝置整體作為研究對象，當(dāng)負(fù)載類型繁多時(shí)就不再適用，有一定局限性。

本文在傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，將負(fù)載電流作為擾動量來直接觀測，利用前饋進(jìn)行補(bǔ)償［8-9］。該控制算法代碼簡潔，計(jì)算所需時(shí)間少，適用于多種負(fù)載。以下重點(diǎn)從硬件和控制程序設(shè)計(jì)兩方面，給出基于STM32的負(fù)載電流前饋PWM整流器實(shí)現(xiàn)方法。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該方法的有效性。

1 負(fù)載電流前饋PWM整流器控制原理

目前，電網(wǎng)電壓定向矢量控制是比較成熟的一種PWM整流器控制策略，該策略采用電壓環(huán)與電流環(huán)級聯(lián)結(jié)構(gòu)，經(jīng)負(fù)反饋調(diào)節(jié)后得到穩(wěn)定的直流母線電壓udc。其中，電壓環(huán)用于穩(wěn)定電壓udc，同時(shí)提供有功電流參考值，控制有功功率的大小與流向。電流環(huán)根據(jù)無功電流指令值，決定系統(tǒng)無功功率大小，為實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行，將取為零，使得無功分量盡可能小。電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)均采用PI調(diào)節(jié)，以實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤。如圖1所示，虛線以外部分為該策略控制框圖。

圖1 PWM前饋整流器控制框圖

可以看出，負(fù)載電流il是以擾動的形式作用于被控對象前端電容C上，只有當(dāng)負(fù)載電流il使得輸出電壓udc產(chǎn)生偏差以后，PI控制器才能檢測到并加以調(diào)整，因此控制系統(tǒng)無法完全消除擾動。

將PWM整流器視為線性系統(tǒng)，則擾動響應(yīng)可以采用疊加原理來估算。令輸出指令，分別以Gv（s）、Gc（s）與Go（s）表示電壓環(huán)、電流環(huán)和電容被控對象的傳遞函數(shù)，Kd為變換增益，可以得到系統(tǒng)輸出Udc（s）對擾動Il（s）的響應(yīng)如下：

上述方式?jīng)]有改變控制器結(jié)構(gòu)，也不能完全克服擾動。另一種更為有效的策略是添加擾動前饋項(xiàng)。考慮到整流器的電流內(nèi)環(huán)調(diào)整速度優(yōu)于電壓外環(huán)。為此，在電流內(nèi)環(huán)Gc（s）指令輸入處增加擾動il的前饋通道Gf（s）。圖1中虛線所示即為該前饋路徑，則母線電壓擾動響應(yīng)為：

式（2）中，只需要使得分子為零，就能消除擾動響應(yīng)對輸出電壓的影響，則有：

忽略等效電阻的影響，根據(jù)同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的電網(wǎng)輸入有功功率Pi和PWM整流器輸出功率Po相等關(guān)系［10］，可以得到：

結(jié)合控制框圖1，可求得增益值為：

2 負(fù)載電流前饋PWM整流器硬件設(shè)計(jì)

基于前饋解藕思想，設(shè)計(jì)了一種帶前饋控制的三相PWM整流器，裝置主要由控制器和功率電路兩部分組成，如圖2所示。其中，控制器采用性價(jià)比更高的STM32F103Z替代DSP芯片，以實(shí)現(xiàn)模擬量采集、PWM輸出、USB通訊等功能。功率電路由濾波電感、軟啟動繼電器、IGBT整流橋、直流儲能電容、負(fù)載及散熱裝置等組成。模塊間采用層級結(jié)構(gòu)安裝使系統(tǒng)更緊湊。

圖2 PWM前饋整流器總體硬件結(jié)構(gòu)圖

前饋首先要求對擾動電流進(jìn)行測量或估算。負(fù)載波動下的電流通常含有高頻噪聲，采用閉環(huán)電流霍爾直接測量，并加以濾波就能滿足采樣要求，其精度可達(dá)1%，帶寬在幾十kHz以上，響應(yīng)速度小于1μs，同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了功率電路與控制器的電氣隔離。同樣的方式可以用于電壓測量。設(shè)計(jì)的整流裝置中，電流電壓首先由霍爾轉(zhuǎn)換為0～5V電壓信號，再經(jīng)RC低通濾波后，由運(yùn)放調(diào)理為滿足STM32接口要求的0～3.3V模擬量。圖3所示為負(fù)載電流采集的調(diào)理電路。

圖3 負(fù)載電流調(diào)理電路

根據(jù)電流前饋PWM整流器控制原理，需要采集包括負(fù)載電流在內(nèi)的至少6路模擬量，作為控制器輸入。STM32F103Z提供3個(gè)12位ADC，可測量16路外部信號源，轉(zhuǎn)換時(shí)間低至1μs，滿足高頻整流控制器模擬量采樣實(shí)時(shí)性的要求?？紤]到PWM整流器坐標(biāo)變換中同步計(jì)算的要求，需要利用ADC1與ADC2的同步注入功能。其中，A相電壓電流分配給ADC1的兩個(gè)通道，B相電壓電流分配給ADC2的兩個(gè)通道。由TIM1定時(shí)中斷觸發(fā)單次轉(zhuǎn)換，即可在同一時(shí)刻得到兩相電壓電流值。在完成前面兩次同步轉(zhuǎn)換后，母線電壓與擾動電流由ADC3在獨(dú)立模式下進(jìn)行單次規(guī)則轉(zhuǎn)換。圖4所示為前饋策略的AD采集方式。

圖4 前饋策略的AD采集方式

STM32集成有用于高頻整流逆變的高級定時(shí)器TIM1，可以生成三組死區(qū)可編程的互補(bǔ)PWM波。定時(shí)器工作在連續(xù)增減計(jì)數(shù)模式時(shí)，一個(gè)周期內(nèi)計(jì)數(shù)值變化軌跡即為三角載波，可以直接對控制器輸出電壓指令進(jìn)行調(diào)制。每完成一次周期計(jì)數(shù)，定時(shí)器會產(chǎn)生一個(gè)更新事件，以它作為控制器的中斷源，就能方便地觸發(fā)AD采樣、PWM輸出等動作。

前饋PWM控制器進(jìn)行PI調(diào)節(jié)時(shí)，需要結(jié)合內(nèi)部的中間參數(shù)進(jìn)行整定。為方便調(diào)試和節(jié)省測量成本，利用STM32集成的USB模塊采集控制器中的變量值，并上傳至PC以供觀測［11］。USB采用定時(shí)周期通訊，采樣頻率即為主定時(shí)器頻率，一般為5～20kHz，數(shù)據(jù)傳輸實(shí)時(shí)性得以保證。

3 基于前饋策略的程序?qū)崿F(xiàn)

控制程序包括主程序和中斷服務(wù)子程序兩部分。主程序完成外設(shè)初始化，實(shí)時(shí)性不高的按鍵顯示刷新，以及I/O動作等任務(wù)。前饋控制算法均在中斷服務(wù)子程序中實(shí)現(xiàn)。中斷程序中，電流環(huán)采用PI調(diào)節(jié)和SVPWM調(diào)制實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化控制；電壓外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)穩(wěn)定直流母線電壓。

相比于傳統(tǒng)中斷服務(wù)子程序，在電流環(huán)PI調(diào)節(jié)前，需要首先計(jì)算出擾動電流il，及前饋通道傳函Gf（s），再與指令疊加作為電流內(nèi)環(huán)給定值。

控制器在TIM1更新事件產(chǎn)生時(shí)，響應(yīng)中斷并按照圖5中步驟執(zhí)行服務(wù)程序。

（1）啟動相電壓、相電流、直流母線電壓及負(fù)載電流的AD轉(zhuǎn)換。對采樣值進(jìn)行預(yù)處理（包括滑動濾波、采樣偏置消除及系數(shù)標(biāo)定）。判斷整流器工況，若母線電壓低于不控整流值，需要封鎖PWM脈沖，直到直流側(cè)電容充電完成。

（2）執(zhí)行clark-park坐標(biāo)變換。計(jì)算電流環(huán)輸出反饋值id、iq，相電壓值ud、uq。

（3）執(zhí)行鎖相。根據(jù)ud、uq實(shí)時(shí)獲取電網(wǎng)電壓相位θ，以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行。

（5）計(jì)算負(fù)載前饋指令值，與 d軸電流指令疊加，抵消擾動電流影響。

（6）執(zhí)行電流內(nèi)環(huán)PI控制和解藕計(jì)算，并限幅，得到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下整流側(cè)電壓控制指令。

（7）產(chǎn)生SVPWM脈沖序列，之后由USB上傳觀測數(shù)據(jù)到上位機(jī)，完成當(dāng)前中斷處理。

圖5 PWM前饋整流器中斷服務(wù)程序流程圖

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)提出的設(shè)計(jì)思路，針對傳統(tǒng)不考慮擾動和擾動前饋這兩種策略，設(shè)計(jì)了PWM整流在加減負(fù)載情況下的對比試驗(yàn)。在PWM整流器進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運(yùn)行后，通過繼電器控制負(fù)載電阻的接入和斷開，來實(shí)現(xiàn)負(fù)載突增和突減兩種工況。實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)通過STM32的USB接口發(fā)送到PC機(jī)顯示。

實(shí)驗(yàn)的主要參數(shù)如下：網(wǎng)側(cè)三相交流線電壓有效值200V，交流濾波電感3.5mH，直流儲能電容1410μF，IGBT開關(guān)頻率10kHz，直流母線電壓設(shè)定為500V。負(fù)載采用兩個(gè)100Ω波紋電阻并聯(lián)，初始負(fù)載100Ω，加載時(shí)為50Ω。

為對比兩種控制策略效果，在傳統(tǒng)策略下整定好PI參數(shù)，將同樣的參數(shù)用于前饋策略。其中，電壓環(huán)比例增益Kvp=0.8，電壓環(huán)積分增益Kvi=30；電流環(huán)比例增益Kip=20，電流環(huán)積分增益Kii=5。

圖6、圖7分別表示采用兩種策略控制時(shí)，直流母線電壓和交流側(cè)A相電流波形。圖6中，V2表示采用傳統(tǒng)策略時(shí)的直流母線電壓。整流器接100Ω電阻負(fù)載穩(wěn)定運(yùn)行后，在0.01s時(shí)，由繼電器將另一電阻并入直流輸出側(cè)。受此影響，母線電壓會有15V電壓跌落，經(jīng)過0.04s調(diào)整后，母線電壓回升到500V指令值。在0.06s時(shí)，又由繼電器將其中一個(gè)負(fù)載斷開，母線電壓此時(shí)會有15V電壓泵升，經(jīng)過0.04s調(diào)整后，回落到指令值。圖6中，V1表示采用前饋控制策略時(shí)的直流母線電壓。同樣工況下，母線電壓只有約5V電壓升降，為傳統(tǒng)策略控制下的三分之一。而調(diào)整時(shí)間僅0.005s，縮短了約87%。

圖7中，I1、I2分別表示改進(jìn)策略和傳統(tǒng)策略下A相電流波形，在0.01s負(fù)載增大時(shí)，電流幅值會由10A增加到20A，I1幾乎在負(fù)載突變的同時(shí)就完成了幅值突變，I2則有一定滯后；在0.06s負(fù)載減小時(shí)同理。

可以看出，采用負(fù)載電流前饋控制方式后，PWM整流裝置的母線電壓波動明顯小于傳統(tǒng)策略。同時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流動態(tài)響應(yīng)更迅速，保證了負(fù)載能量的穩(wěn)定供應(yīng)。實(shí)驗(yàn)表明，負(fù)載電流前饋PWM整流器，在硬件只增加一路模擬量采集的情況下，抗擾動性能明顯優(yōu)于傳統(tǒng)控制方式。

圖6 負(fù)載變化時(shí)直流母線電壓

圖7 負(fù)載變化時(shí)A相電流

5 結(jié)論

本文針對傳統(tǒng)PWM整流器控制模型，分析了負(fù)載對于直流母線電壓波動的影響并提出負(fù)載電流前饋補(bǔ)償策略，據(jù)此設(shè)計(jì)了基于STM32的前饋補(bǔ)償PWM整流器。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，改進(jìn)后的控制策略對于提高裝置抗擾動能力有顯著效果。

為了進(jìn)一步提高PWM整流器抗負(fù)載擾動的能力，可以從提高測量元件帶寬，精確估計(jì)環(huán)路模型等方面進(jìn)行優(yōu)化。另外，負(fù)載電流前饋策略有效抑制了母線電壓波動，使得直流側(cè)濾波電容上流過的電流接近零，這為實(shí)現(xiàn)PWM整流裝置輕量化提供了可能。

［1］Yin Lu，ZHAO Zhengming，Lu Ting，et al.An Improved DC-Link Voltage Fast Control Scheme for a PWM Rectifier Inverter System［J］.IEEE Transaction on Power Electronics，2014，50（1）：462-473.

［2］張興，張崇魏.PWM整流器及其控制［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2012.

［3］陳榮，鄧智泉，嚴(yán)仰光.永磁同步電機(jī)伺服系統(tǒng)中電機(jī)啟動過程分析［J］.西南交通大學(xué)學(xué)報(bào)，2004，39（2）：203-208.

［4］趙士杰，辛舟，杜勇，等.再生制動在大功率相位摩擦焊中的應(yīng)用［J］.組合機(jī)床與自動化加工技術(shù)，2014（9）：95-96，101.

［5］張嶺，趙錦成，冀云冰，等.基于數(shù)控電容的PWM整流器直流側(cè)電壓改善研究［J］.電源技術(shù)，2012，36（1）：123-125，135.

［6］趙仁德，賀益康，劉其輝.提高PWM整流器抗負(fù)載擾動性能研究［J］.電工技術(shù)報(bào)，2004，19（8）：67-72.

［7］Gu B G，Nam K.A DC-link capacitorminimization method through direct capacitor current control［J］.IEEE Transactions on Industry Application，2006，42（2）：573-581.

［8］李興春，李興高.過程控制系統(tǒng)的前饋反饋復(fù)合控制器設(shè)計(jì)［J］.組合機(jī)床與自動化加工技術(shù)，2012（6）：64-66，70.

［9］甄文喜，戴躍洪，唐傳勝.永磁同步直線電機(jī)伺服系統(tǒng)負(fù)載擾動建模與抑制［J］.組合機(jī)床與自動化加工技術(shù)，2013（2）：7-10.

［10］王恩德，黃聲華.三相電壓型PWM整流的新型雙閉環(huán)控制策略［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2012，32（15）：24-30.

［11］代攀，唐小琦，宋寶，等.伺服數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的USB接口設(shè)計(jì)［J］.機(jī)械與電子，2013（12）：8-10.

（編輯 趙蓉）

Design of Load Current Feed forward PWM Rectifier Based on STM 32

HUANG Jin-fei1，TANG Xiao-qi1，SONG Bao1，CHENG Jian-jun2
（1.School of Mechanical Science and Engineering，Huazhong University of Science and Technology，Wuhan 430074，China；2.Shenzhen Haoneng Technology Co.Ltd.，Shenzhen Guangdong 518172，China）

For three-phase voltage source PWM rectifier under the traditional double closed-loop PI control strategy，the output dc voltage fluctuates w ith load current and the adjustment lasts long.By analyzing the disturbance response of the system，a load current feedforward control strategy is put forward.The disturbance current ismeasured directly as the faster current loop input instruction.Thismethod overcomes the delay of the cascading closed-loop adjustment，so as to improve the dynam ic response performance.An improved rectifier device was designed based on STM 32F103Z.Three high speed ADs，an advanced timer TIM 1，an integrated USBmodule and other on chip resourceswere used.The experimental results show that the load current feed-forward PWM rectifier based on STM 32 has dramatically improved anti-load disturbance performance.

STM 32；rectifier；load disturbance

TH39；TG65

A

1001-2265（2015）08-0066-04 DOI：10.13462/j.cnki.mmtamt.2015.08.017

2014-11-05；

2014-12-11

“高檔數(shù)控機(jī)床與基礎(chǔ)制造裝備”科技重大專項(xiàng)（2012ZX04001012）；廣東省部產(chǎn)學(xué)研重大專項(xiàng)（2012A090300012）

黃金飛（1990-），男，湖北應(yīng)城人，華中科技大學(xué)碩士研究生，研究方向?yàn)閿?shù)控技術(shù)與能量管理，（E-mail）：15071423955@163.com；唐小琦（1957-），男，湖南邵東人，華中科技大學(xué)教授，博士研究生導(dǎo)師，研究方向?yàn)閿?shù)控技術(shù)、交流伺服驅(qū)動和非線性運(yùn)動控制。