一種動車組網(wǎng)側(cè)變流器的動態(tài)性能優(yōu)化控制算法

張 杰 宋文勝 王順亮 王雨琦

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一種動車組網(wǎng)側(cè)變流器的動態(tài)性能優(yōu)化控制算法

張 杰 宋文勝 王順亮 王雨琦

（西南交通大學電氣工程學院 成都 610031）

以我國CRH系列動車組網(wǎng)側(cè)變流器為研究對象，以提高其控制系統(tǒng)動態(tài)響應性能為目的，首先分析了網(wǎng)側(cè)變流器工作原理和數(shù)學模型；然后對其瞬態(tài)直接電流控制和DQ電流解耦控制兩種常用算法進行了對比分析，尤其是兩者在負載突變情況下的動態(tài)響應性能；在此基礎上，結(jié)合兩者優(yōu)點，給出了一種兼?zhèn)鋬煞N控制算法優(yōu)點的混合型優(yōu)化控制算法。最后，分別對三種控制算法進行了計算機仿真和半實物實驗測試，仿真和實驗結(jié)果表明，與瞬態(tài)直接電流控制和DQ電流解耦控制相比，混合優(yōu)化控制算法具有最佳的直流側(cè)電壓動態(tài)調(diào)節(jié)能力。

網(wǎng)側(cè)變流器 瞬態(tài)直接電流控制 DQ電流解耦控制 動態(tài)響應 混合優(yōu)化控制

0 引言

由于PWM整流器具有輸入電流正弦度高、諧波含量小、功率因數(shù)近似為1、直流側(cè)電壓穩(wěn)定且魯棒性強和能量可雙向流動等優(yōu)點[1,2]，自德國學者A. Busse等于1982年提出基于可關斷器件的三相全橋PWM整流器拓撲結(jié)構(gòu)以來[2]，PWM整流器已在工業(yè)領域得到廣泛應用，尤其是在鐵路牽引領域，電力機車和動車組的網(wǎng)側(cè)變流器均采用單相脈沖整流器拓撲結(jié)構(gòu)。目前其控制算法較多且較成熟，常見的控制算法有間接電流控制法[3,4]、滯環(huán)電流控制法[5]、瞬態(tài)直接電流控制法[6-8]、預測電流控制法[9]、直軸交軸（Direct-axis Quadrature-axis，DQ）電流解耦控制法[10-12]和直接功率控制法等[13-19]。

文獻[4,5]提出并研究了間接電流控制，對線性平均控制與反饋線性控制兩種算法進行了對比研究，重點對脈沖擾動的消除與負載突變時的響應性能進行了分析對比。但間接電流控制算法由于無電流控制環(huán)，存在系統(tǒng)動態(tài)響應慢和抗干擾能力差的缺點。文獻[6,7]介紹了電力牽引系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)變流器中常用的瞬態(tài)直接電流控制算法，該算法是基于直流側(cè)電壓外環(huán)和網(wǎng)側(cè)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制框架，其中電流內(nèi)環(huán)采用比例控制器或者比例積分（Proportional-Integral，PI）控制器，該算法動態(tài)響應快，但容易出現(xiàn)穩(wěn)態(tài)誤差。因此，文獻[8]針對傳統(tǒng)瞬態(tài)直接電流控制算法中電流內(nèi)環(huán) PI 控制器對正弦指令電流跟蹤不準確和存在穩(wěn)態(tài)誤差的問題，提出電流內(nèi)環(huán)采用比例諧振（Proportional-Resonant，PR）控制器的方案，但PR控制存在穩(wěn)定裕度小的缺點，為消除附加電流預測環(huán)節(jié)與高增益可能導致的不穩(wěn)定，該文獻提出了如何選擇PR控制器增益的方法。文獻[16]對多種形式的電流控制算法的動態(tài)響應特性、穩(wěn)態(tài)特性和控制系統(tǒng)復雜性進行了實驗對比，總結(jié)了各種算法的優(yōu)缺點。綜上所述，各種算法都存在相應的優(yōu)點和缺陷，在滿足基本控制要求的情況下，能否尋求一種具有多種算法動態(tài)響應優(yōu)點的控制策略值得進一步深入研究和探討。

本文以我國CRH動車組網(wǎng)側(cè)變流器為研究對象，以改善其動態(tài)控制性能為目的，首先對經(jīng)典的瞬態(tài)直接電流控制與DQ電流解耦控制算法進行了對比分析，重點對比兩者在負載突變情況下的動態(tài)響應性能。然后，在此基礎上，結(jié)合兩者優(yōu)點，給出了一種兼?zhèn)鋬煞N控制算法優(yōu)點的混合優(yōu)化控制算法。最后，分別對三種控制算法進行了計算機仿真和半實物實驗測試，進一步對比和驗證這三種算法的性能和特點。

1 動車組網(wǎng)側(cè)變流器工作原理

CRH系列動車組的網(wǎng)側(cè)變流器主要有兩種拓撲：單相兩電平和單相三電平結(jié)構(gòu)，以兩電平拓撲為例，如圖1所示，其中N和N分別為網(wǎng)側(cè)等效電阻和網(wǎng)側(cè)漏電感，帶有續(xù)流二極管的IGBT器件VT1、VT2、VT3和VT4構(gòu)成全控橋臂，直流側(cè)由儲能電容d構(gòu)成，通常兩電平拓撲還包括串聯(lián)電感、電容濾波結(jié)構(gòu)，如圖1中濾波電感2和濾波電容2。

圖1 兩電平PWM整流器拓撲

為便于分析，針對圖1所示的兩電平PWM整流器，定義其理想開關函數(shù)A、B分別為

顯然，對應于開關函數(shù)AB有4種不同的狀態(tài)，即AB=00、01、10、11。在這些開關狀態(tài)下，輸入端電壓AB有三種不同值即直流側(cè)電壓d、0、-d，且AB可表示為

2 網(wǎng)側(cè)變流器控制算法

動車組的網(wǎng)側(cè)變流器，不論是兩電平拓撲還是三電平拓撲，其等效電路都可簡化如圖2所示電路。

圖2 脈沖整流器等效電路

在只考慮電壓、電流基波分量的情況下，脈沖整流器的電壓相量平衡方程為

式中，N為網(wǎng)側(cè)電流相量；AB為整流器輸入電壓相量。

等效電路相量如圖3所示。由電壓相量圖可知，當相量N一定時，相量N的幅值和相位僅由相量AB的幅值及其與N的相位差決定。即PWM整流器交流側(cè)的電流大小和相位，可通過改變其輸入電壓相量AB幅值的相位加以控制。PWM整流器的控制原理是通過不同的控制方法，適當調(diào)節(jié)相量AB的幅值來調(diào)節(jié)脈沖整流器輸入電流的相位，以控制系統(tǒng)的功率因數(shù)；調(diào)節(jié)AB的相位，可調(diào)節(jié)輸入電流的大小，以控制輸入脈沖整流器的能量，也就可以控制直流側(cè)輸出電壓。

圖3 整流器電路相量

2.1 瞬態(tài)直接電流控制算法

瞬態(tài)直接電流控制算法框圖如圖4所示。

圖4 瞬態(tài)直接電流控制算法

瞬態(tài)直接電流控制采用電壓、電流雙閉環(huán)的控制結(jié)構(gòu)。電壓外環(huán)通過反饋直流側(cè)電壓d與參考電壓比較，通過PI控制器調(diào)節(jié)生成電流調(diào)節(jié)量N1。結(jié)合直流側(cè)電流d以及交流側(cè)電壓N的有效值N，根據(jù)功率平衡，求出交流側(cè)電流N2。N1與N2相加生成參考電流值。

式中，Kp為電壓外環(huán)PI控制器比例參數(shù)；Ki為電壓外環(huán)PI控制器積分參數(shù)。

電流內(nèi)環(huán)采用比例控制調(diào)節(jié)器，通過比較電流瞬態(tài)值N與參考電流瞬態(tài)值sin形成電壓調(diào)節(jié)量，得到整流器交流側(cè)輸入電壓為

式中，Kp為電流內(nèi)環(huán)P控制器比例參數(shù)。

2.2 DQ電流解耦控制算法

DQ電流解耦控制方法的本質(zhì)，是將電壓、電流信號按照坐標變換的方法分解成為有功與無功分量，通過閉環(huán)控制使有功、無功分量分別達到給定值。

將網(wǎng)側(cè)輸入電壓信號N視為兩相靜止坐標系下的電壓信號a和b，即

同理，對于輸入電流N，可分解為兩相靜止坐標系下的電流信號Nα和Nβ，即

對式（4）進行Park變換，設變換矩陣

可得

由

可得

將式（13）代入式（12）可得

式中

即

式中，Nd和Nq分別為輸入電流N在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的dq軸分量。

將式（15）代入式（14）化簡得到網(wǎng)側(cè)輸入電壓信號N在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的dq軸分量Nd、Nq分別為

則整流器輸入電壓信號AB在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的dq軸分量AB-d、AB-q分別為

假設網(wǎng)側(cè)輸入電壓為理想正弦波，則在理想情況下，輸入電流基波也是理想正弦波，則

式中，Nm為網(wǎng)側(cè)輸入電壓的峰值；為d軸指令電流。

引入預測電流控制原理[4]，令NdN/d=N(-N)/s。其中，s表示開關周期；表示輸入電流指令。

可將式（17）進一步化簡，得到

根據(jù)式（19），得到整個控制系統(tǒng)框圖如圖5所示。

圖5 DQ電流解耦控制框圖

2.3 混合優(yōu)化控制算法

通過分析以上兩種控制算法可發(fā)現(xiàn)，DQ電流解耦控制與瞬態(tài)直接電流控制各有優(yōu)缺點。顯然，控制方式的不同將直接影響控制效果，兩種控制方式都源于式（4），通過計算獲得調(diào)制信號AB。仔細分析兩種控制算法可發(fā)現(xiàn)，其差別主要表現(xiàn)在以下三個方面：

（1）瞬態(tài)直接電流控制采用參考電流代入式（4）計算，DQ電流解耦控制用實時電流值代入式（4）計算。

（2）對比圖4和圖5可知，瞬態(tài)直接電流控制的參考電流量中通過引入實時功率計算的參考電流分量N2，同時在求得AB后，引入?yún)⒖茧娏髋c實時電流的差作為AB的調(diào)節(jié)量。

（3）瞬態(tài)直接電流控制的本質(zhì)是基于實時電流的控制，而DQ電流解耦控制是基于穩(wěn)態(tài)電流的控制。因此，可推測瞬態(tài)直接電流控制的動態(tài)響應性能較好，而DQ電流解耦控制直流側(cè)電壓穩(wěn)態(tài)時的波動較小。

為兼得兩種算法的優(yōu)點，將兩種控制算法相結(jié)合，得到一種混合優(yōu)化控制算法，圖6給出了混合優(yōu)化控制的原理框圖。

該混合控制算法，以DQ電流解耦控制算法為框架，參考瞬態(tài)直接電流控制算法，首先根據(jù)輸入、輸出功率平衡，在DQ電流解耦控制算法計算d軸電流參考值時，加入交流電流分量N2，獲得并作為d軸電流參考值，在2r-2s旋轉(zhuǎn)變換獲得AB-a之后，再次結(jié)合瞬態(tài)直接電流控制算法，通過電流瞬態(tài)值N與參考電流瞬態(tài)值sin比較形成電壓調(diào)節(jié)量，調(diào)節(jié)AB-a形成調(diào)制信號AB。

2.4 動態(tài)響應特性分析

單相脈沖整流器的動態(tài)響應特性分析主要是以其數(shù)學模型為基礎而開展，而對單相脈沖整流器的線性化數(shù)學模型以及從傳遞函數(shù)的角度對脈沖整流器的分析已有許多研究成果[20,21]。根據(jù)單相脈沖整流器的數(shù)學模型及控制器設計理論[20]，瞬態(tài)直接電流控制與DQ電流解耦控制算法均可概括為雙閉環(huán)控制，其控制算法結(jié)構(gòu)如圖7所示。其中，G()表示電壓外環(huán)控制器的傳遞函數(shù)；G()表示電流內(nèi)環(huán)控制器的傳遞函數(shù)；pwm()表示由于調(diào)制引起的小慣性環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)；G()表示開關函數(shù)的簡化等效傳遞函數(shù)；表示采樣引起的慣性環(huán)節(jié)；N表示網(wǎng)側(cè)電感，取值2.2mH；N表示網(wǎng)側(cè)等效電阻，取值0.1W。

圖7 簡化的傳統(tǒng)控制算法結(jié)構(gòu)

根據(jù)瞬態(tài)直流電流控制與DQ電流解耦控制算法原理，將主電路參數(shù)及最佳整定法[20]確定的電壓外環(huán)控制器PI參數(shù)代入，得到簡化后的瞬態(tài)直接電流控制與引入預測電流控制的DQ電流解耦控制的傳遞函數(shù)分別為

式中，表示簡化的系統(tǒng)采樣控制周期；Kp表示電流內(nèi)環(huán)P控制參數(shù)。

混合優(yōu)化控制算法的結(jié)構(gòu)如圖8所示，圖中L()表示負載電流信號反饋給電流控制器的傳遞函數(shù)。負載為純電阻負載，通過增加負載電流作為反饋量，結(jié)合網(wǎng)壓的前饋控制，使得系統(tǒng)的動態(tài)響應速度加快。同時，結(jié)合預測電流控制的原理，將電流內(nèi)環(huán)控制器簡化為比例控制器，即少了一個慣性環(huán)節(jié)，降低了系統(tǒng)的復雜程度，大大提高系統(tǒng)的響應速度。

圖8 簡化的混合控制算法結(jié)構(gòu)

根據(jù)圖8所示混合控制算法的結(jié)構(gòu)圖，代入各環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，化簡得出混合控制算法的傳遞函數(shù)為

式中，L表示負載電阻。

根據(jù)三種控制算法的傳遞函數(shù)對其動態(tài)響應性能作定量分析。圖9是三種控制算法的單位階躍響應，由圖可知，混合控制算法的動態(tài)響應性能明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的控制策略，超調(diào)量與響應時間都有明顯改善。

圖9 三種控制算法單位階躍響應

3 仿真對比

為進一步對比和驗證瞬態(tài)直接電流控制、DQ電流解耦控制和混合優(yōu)化控制三種算法的性能，在Matlab/Simulink環(huán)境下搭建了單相脈沖整流器及其控制系統(tǒng)的仿真模型。模型參數(shù)如下：網(wǎng)側(cè)電源電壓有效值Nm=1500V，網(wǎng)側(cè)電感N=2.2mH，網(wǎng)側(cè)等效電阻N=0.1W，直流側(cè)電容d=2mF，直流電壓給定值=3 000V，負載突變前電阻L=15W，負載突變后L=7.5W，開關頻率s=1.25kHz。直流側(cè)采用串聯(lián)電感、電容濾波環(huán)節(jié)，參數(shù)為2=0.84mH，2=3mF。

圖10為混合控制算法負載突變時網(wǎng)側(cè)電壓、電流的計算機仿真波形圖。由圖10可知，混合優(yōu)化控制方式能夠很好地實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)變流器的控制目標，同時在負載變化（0.5s時負載從15W跳到7.5W）時，電流能夠快速跟蹤電壓相位。

圖10 負載突變時網(wǎng)側(cè)電壓、電流仿真波形

圖11給出了加載情況下三種控制算法的直流側(cè)電壓波動動態(tài)響應仿真結(jié)果。其中，圖11a為DQ電流解耦控制算法，圖11b為瞬態(tài)直接電流控制算法，圖11c為混合優(yōu)化控制算法。仿真結(jié)果表明，DQ電流解耦控制直流側(cè)電壓超調(diào)量遠大于瞬態(tài)直接電流控制，瞬態(tài)直接電流控制算法的動態(tài)調(diào)節(jié)時間則長于DQ電流解耦控制。而混合優(yōu)化控制算法在電壓超調(diào)與調(diào)節(jié)時間方面，與以上兩種控制算法相比有明顯改善。表1是三種控制算法下的動態(tài)響應仿真結(jié)果對比數(shù)據(jù)。

表1 三種算法的動態(tài)響應性能仿真數(shù)據(jù)對比

圖11 突加負載時直流側(cè)電壓仿真波形

4 實驗驗證

為進一步驗證混合優(yōu)化控制算法的動態(tài)響應性能優(yōu)于DQ電流解耦控制與瞬態(tài)直接電流控制，本文基于TMS320F2812編寫了三種控制算法的程序，并基于OPAL-RT公司的RT-LAB半實物仿真平臺進行了半實物（Hardware In the Loop，HIL）測試實驗。

實驗系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖12所示，主電路由RT-LAB半實物仿真平臺搭建的兩電平脈沖整流器構(gòu)成，實驗電路采用與計算機仿真完全一致的參數(shù)?？刂齐娐凡捎肈SP為主控制芯片，采用CBPWM脈沖生成方式。RT-LAB模擬板卡或數(shù)字板卡與DSP進行數(shù)據(jù)交換，上位機通過網(wǎng)絡連接實驗系統(tǒng)，進行實時觀測及參數(shù)設置，實驗波形通過示波器實時顯示，20mV/格。其中直流電壓采樣比為1∶20 000。

圖12 半實物實驗系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖13為網(wǎng)側(cè)電壓、電流與直流側(cè)電壓在負載突變前后的波形，由圖可知，網(wǎng)側(cè)電壓與電流同相位，電流正弦度較高，直流側(cè)電壓平穩(wěn)。

圖13 網(wǎng)側(cè)電壓、網(wǎng)側(cè)電流和直流側(cè)電壓的半實物實驗波形

圖14給出了突加負載時直流側(cè)電壓的半實物實驗測試波形，其中圖14a為DQ電流解耦控制算法，圖14b為瞬態(tài)直接電流控制算法，圖14c為混合優(yōu)化控制算法。

表2給出了半實物測試時，三種控制算法在突加負載情況下的直流側(cè)電壓動態(tài)響應性能測試數(shù)據(jù)。

表2 三種算法的動態(tài)響應性能半實物測試數(shù)據(jù)對比

對比表1和表2可知，半實物實驗測試結(jié)果與計算機仿真結(jié)果基本一致，仿真結(jié)果與半實物測試實驗都很好地證明了混合優(yōu)化控制算法具有良好的動態(tài)響應性能。

5 結(jié)論

動車組網(wǎng)側(cè)變流器所采用的兩種控制方式，瞬態(tài)直接電流控制與DQ電流解耦控制算法均能滿足網(wǎng)側(cè)變流器控制性能，但在動態(tài)響應性能上具有明顯的區(qū)別。瞬態(tài)直接電流控制算法在電壓超調(diào)上優(yōu)于DQ電流解耦控制算法，DQ電流解耦控制的調(diào)節(jié)時間明顯小于瞬態(tài)直接電流控制算法。另外，在穩(wěn)態(tài)時直流側(cè)電壓波動的控制上，瞬態(tài)直接電流控制算法具有一定的優(yōu)勢。

本文綜合兩種控制算法的優(yōu)點，給出了一種混合優(yōu)化控制算法，在相同的控制系統(tǒng)參數(shù)下，理論分析、計算機仿真和半實物測試實驗都很好地證明混合優(yōu)化控制方式具有更小的電壓超調(diào)量和更快的調(diào)節(jié)時間，系統(tǒng)動態(tài)性能優(yōu)越。

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An Optimal Control Method of Grid-Side Converters of EMUs for Improving Dynamic Response

（Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China）

In order to enhance dynamic performance features of the grid-side converters of CRH EMUs traction control system in China, the operating principle and mathematic model of the grid-side converter are firstly analyzed. Secondly, instantaneous current control and DQ current decoupling control schemes are illustrated and compared, especially the comparison of dynamic performance against load variation. Meanwhile, an optimal hybrid control scheme is proposed with both advantages of these schemes. Finally, these three schemes are tested and compared in computer simulation and hardware in loop experimental platform. Simulation and experimental results show that the dynamic performance of DC-link voltage of the hybrid control scheme is better than that of either instantaneous current control or DQ current decoupling control scheme.

Grid-side converter, instantaneous current control, DQ current decoupling control, dynamic performance, optimal hybrid controller

TM461

張 杰 男，1990年生，碩士研究生，研究方向為電力牽引交流傳動及其控制。

宋文勝 男，1985年生，碩士研究生，研究方向為電力電子技術(shù)、電力牽引交流傳動及其控制。

2013-09-22 改稿日期 2014-01-25

國家自然科學基金（51207131、51277153），中央高?；究蒲袠I(yè)務費專項資金（2682013CX017）和西南交通大學實驗教學與實驗技術(shù)項目資助。