應(yīng)用于無(wú)線電能傳送系統(tǒng)的測(cè)控系統(tǒng)設(shè)計(jì)與開發(fā)

鄧其軍，劉姜濤，周 洪，胡文山

（1.武漢大學(xué) 自動(dòng)化系，湖北 武漢 430072；2.湖北第二師范學(xué)院 物理與機(jī)電工程學(xué)院，湖北 武漢 430205）

0 引言

按原理的不同，目前主要的無(wú)接觸電能傳輸方式有遠(yuǎn)場(chǎng)輻射和磁共振耦合等[1]。其中，基于磁共振耦合的無(wú)線電能傳送（WPT）技術(shù)[2-3]，被認(rèn)為是實(shí)現(xiàn)電能無(wú)線傳送的最具有潛力的方向。關(guān)于該領(lǐng)域的研究，按傳送距離的不同可以分為：近距離（小于線圈半徑 1／3）WPT[4-10]，主要用于電動(dòng)汽車無(wú)線充電領(lǐng)域；中等距離（1／2至 1倍左右的線圈半徑）WPT[11-12]，主要用于人體內(nèi)的醫(yī)學(xué)植入物無(wú)線供電；遠(yuǎn)距離（線圈半徑的 8 倍左右）WPT[2]。

麻省理工學(xué)院研制的 WPT系統(tǒng)[2]，利用直徑60 cm的線圈，在2 m的傳輸距離成功點(diǎn)亮了60 W的燈泡，傳輸效率為40%。該實(shí)驗(yàn)利用考比茲振蕩器產(chǎn)生高頻交流電，頻率為13.56 MHz。如果計(jì)及考比茲振蕩器的損失，則其效率只有15%左右。而在實(shí)際應(yīng)用中，大多數(shù)的WPT系統(tǒng)都是使用逆變器來(lái)產(chǎn)生高頻交流電[4-12]。

1 WPT測(cè)控系統(tǒng)整體框架

本文設(shè)計(jì)了一套對(duì)WPT系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)量和控制的系統(tǒng)，用于滿足高頻逆變、MOSFET過(guò)流保護(hù)、電壓電流測(cè)量、通信、人機(jī)接口、數(shù)據(jù)記錄等多方面的功能。該系統(tǒng)主要包括上位機(jī)人機(jī)接口軟件、發(fā)送端測(cè)控板及接收端測(cè)控板3個(gè)部分，如圖1所示。

上位機(jī)運(yùn)行2個(gè)監(jiān)控程序，分別與發(fā)送端測(cè)控板和接收端測(cè)控板進(jìn)行通信。為了簡(jiǎn)化PCB板的設(shè)計(jì)及程序代碼編寫工作，對(duì)于發(fā)送端測(cè)控板與接收端測(cè)控板，只需設(shè)計(jì)1套。通過(guò)存儲(chǔ)在外存儲(chǔ)器（RAM）中的參數(shù)，來(lái)判斷當(dāng)前的PCB板是作為發(fā)送端使用，還是作為接收端使用。

圖1 WPT測(cè)控系統(tǒng)整體框架Fig.1 Overall framework of measuring&control system for WPT

同樣地，為簡(jiǎn)化上位機(jī)軟件的開發(fā)，只需要編寫一個(gè)上位機(jī)監(jiān)控軟件。該軟件能夠根據(jù)連接的測(cè)控板是接收端還是發(fā)送端來(lái)決定通過(guò)Windows消息傳出的是接收功率還是發(fā)送功率，并相應(yīng)地計(jì)算系統(tǒng)效率。

下文將重點(diǎn)對(duì)逆變器控制信號(hào)的生成以及電流、電壓相位角測(cè)量等關(guān)鍵技術(shù)問(wèn)題進(jìn)行說(shuō)明，并詳細(xì)描述利用該系統(tǒng)對(duì)一個(gè)1 m距離的WPT系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)和數(shù)據(jù)分析的過(guò)程。

2 測(cè)控板功能設(shè)計(jì)

對(duì)于發(fā)送端測(cè)控板，需要的功能包括逆變、相位角的測(cè)量、交流電壓與電流的采樣、直流電壓與電流的采樣等。而對(duì)于接收端，則不需要逆變功能。因此，本系統(tǒng)所設(shè)計(jì)的測(cè)控板是根據(jù)發(fā)射端的需求來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)的。制作PCB板時(shí)，在接收端只需要焊接與測(cè)量、通信相關(guān)的器件，而不需要與MOSFET驅(qū)動(dòng)、逆變相關(guān)的元件。測(cè)控板功能框圖如圖2所示。

所設(shè)計(jì)的測(cè)控板包括2個(gè)微控制單元（MCU），即ARM和現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列（FPGA）。ARM模塊作為數(shù)據(jù)交換的中心，采用RS-232接口與上位機(jī)進(jìn)行通信，采用串行外設(shè)接口（SPI）與 FPGA通信。ARM還對(duì)接收到的控制指令和數(shù)據(jù)（來(lái)自上位機(jī)，主要用于調(diào)整MOSFET的開關(guān)頻率、占空比、死區(qū)時(shí)間、半橋／全橋模式等）進(jìn)行計(jì)算，得到方波周期和8路PWM信號(hào)的開關(guān)時(shí)序，并下達(dá)到FPGA；對(duì)8路電流、電壓信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換（ADC）采樣；對(duì)電流信號(hào)進(jìn)行過(guò)流判別并在過(guò)流成立時(shí)通知FPGA；存儲(chǔ)上位機(jī)下達(dá)的逆變頻率、死區(qū)時(shí)間、占空比等參數(shù)。

圖2 測(cè)控板功能框圖Fig.2 Block diagram of monitoring&control board functions

FPGA可以產(chǎn)生8路PWM信號(hào)用于控制8個(gè)MOSFET。這8個(gè)MOSFET可以組成2個(gè)獨(dú)立的全橋逆變器，或者4個(gè)獨(dú)立的半橋逆變器，這樣可以滿足不同的應(yīng)用場(chǎng)景。FPGA在接收到ARM發(fā)來(lái)的過(guò)流保護(hù)指令時(shí)，將關(guān)斷所有的MOSFET以實(shí)現(xiàn)過(guò)流保護(hù)。

2.1 交流電壓／電流測(cè)量

WPT 系統(tǒng)的運(yùn)行頻率，通常在幾十 kHz[4-12]到十幾MHz[2]，使用逆變器來(lái)生成高頻交流電的頻率通常在2 MHz以下。因此，本測(cè)控系統(tǒng)的應(yīng)用目標(biāo)頻率范圍設(shè)定為50 kHz～2 MHz。

對(duì)于該頻率段的交流電量的測(cè)量，無(wú)法使用常規(guī)的電壓（電流）互感器來(lái)進(jìn)行。因此，本系統(tǒng)采用自制的電流互感器來(lái)測(cè)量交流電流。該電流互感器采用高飽和磁環(huán)，繞線圈數(shù)為20，使用1 Ω電阻與繞線串連，并將該電阻兩端電壓通過(guò)同軸電纜引入外圍電路。圖3是用LTSpice軟件建立的等效仿真電路。該電路將交流電經(jīng)整流后變?yōu)橹绷髟龠M(jìn)行測(cè)量，得到的是交流量的有效值（圖3中的Iavg），并接入ARM的模擬量采集端口。經(jīng)仿真，在50 kHz、500 kHz、1 MHz、2 MHz時(shí)，從 Isig 輸出的過(guò)零檢測(cè)方波與輸入量之間的相角滯后分別約為0.3°、3.6°、7.9°以及14.4°，基本能夠滿足使用要求。

對(duì)于高頻交流電壓而言，先使用電阻分壓的方法來(lái)將降壓，再按圖3所示電路進(jìn)行測(cè)量。

2.2 多路PWM時(shí)序計(jì)算

PWM時(shí)序的計(jì)算在ARM中進(jìn)行，并將計(jì)算得到的每個(gè)逆變器的開通、關(guān)閉時(shí)序下達(dá)到FPGA。

圖3 高頻交流電流測(cè)量電路Fig.3 Circuit of high-frequency AC current measuring

FPGA以該時(shí)序?yàn)橐罁?jù)，通過(guò)對(duì)時(shí)鐘信號(hào)CLK進(jìn)行計(jì)數(shù)來(lái)輸出方波。FPGA時(shí)鐘周期、開關(guān)頻率、開關(guān)周期、占空比、占空比時(shí)長(zhǎng)、死區(qū)時(shí)長(zhǎng)、某逆變器相對(duì)于參考點(diǎn)的相移角、相移時(shí)長(zhǎng)、上管開通時(shí)刻、上管關(guān)閉時(shí)刻分別為 TCLK、fSWITCH、TSWITCH、D、TD、TDEAD、φ、TSHIFT、TON、TOFF，其中 TSWITCH、TD、TSHIFT、TON、TOFF等變量的值均為FPGA時(shí)鐘周期TCLK的倍數(shù)。例如，TSWITCH=1 000，表示開關(guān)周期為TCLK的1 000倍。φ的單位為度，范圍在-180°～180°之間，用于制作多相相控逆變器時(shí)，控制不同的相之間的相移角度[13-15]。在給定TCLK、fSWITCH和D后，占空比時(shí)長(zhǎng)及相移時(shí)長(zhǎng)的計(jì)算如式（1）所示。

作為三相半橋相控逆變器使用[15]時(shí)，第一相和第三相（第二相）對(duì)參考相角零點(diǎn)的相移角分別為φ和-φ，則3個(gè)半橋逆變器的開通與關(guān)閉時(shí)刻TON_1、TOFF_1、TON_2、TOFF_2、TON_3、TOFF_3的公式如式（2）所示。

其中，%表示求余數(shù)。

2.3 多路PWM控制信號(hào)生成

ARM 將計(jì)算得到的 TSWITCH、TDEAD、TON_1、TOFF_1、TON_2、TOFF_2、TON_3、TOFF_3、TON_4、TOFF_4這 10 個(gè)參數(shù)下達(dá)到 FPGA。Xilinx SPARTAN 6系列的FPGA提供了大量的IP核，包括二進(jìn)制計(jì)數(shù)器（binary counter）。本系統(tǒng)通過(guò)5個(gè)計(jì)數(shù)器來(lái)實(shí)現(xiàn)多路PWM控制信號(hào)的生成。

首先，設(shè)計(jì)一個(gè)自動(dòng)加載初值的周期計(jì)數(shù)器Period_Couter。該計(jì)數(shù)器每次計(jì)數(shù)到TSWITCH后溢出清0。在每個(gè)時(shí)鐘周期的上升沿到來(lái)時(shí)，執(zhí)行一次圖4所示的流程，生成對(duì)某個(gè)半橋逆變器的控制信號(hào)，對(duì)其他的半橋逆變器也使用相似的處理方法。圖4中，C為周期計(jì)數(shù)器的當(dāng)前計(jì)數(shù)值；switch_sig為1時(shí)表示準(zhǔn)備開半橋逆變器的上管，為0表示準(zhǔn)備開下管；switch_h_sig為1表示開上管，為0表示關(guān)上管；switch_l_sig為1表示開下管，為0表示關(guān)下管；上述變量中，所有的半橋逆變器共用1個(gè)C；每個(gè)半橋逆變器擁有1個(gè)死區(qū)計(jì)數(shù)器及相應(yīng)計(jì)數(shù)值、1個(gè) switch_sig標(biāo)志、1個(gè) switch_h_sig標(biāo)志、1個(gè)switch_l_sig標(biāo)志。由于本系統(tǒng)有4個(gè)半橋逆變器，因此使用了4個(gè)12位的死區(qū)計(jì)數(shù)器，用于對(duì)死區(qū)時(shí)間進(jìn)行計(jì)數(shù)。

圖4 一路半橋逆變器的控制流程Fig.4 Flowchart of half-bridge inverter control

2.4 相角測(cè)量

MOSFET如果運(yùn)行在非零電壓開關(guān)（ZVS）狀態(tài)，將會(huì)造成很大的切換損失甚至導(dǎo)致開關(guān)管損壞。另外，通過(guò)測(cè)量相控逆變器的輸出電壓與電流的相角，可以評(píng)估WPT系統(tǒng)諧振電路的運(yùn)行狀態(tài)（諧振運(yùn)行時(shí)，電壓與電流的相角為0°）。為此，本系統(tǒng)設(shè)計(jì)了相角測(cè)量功能。

對(duì)于每個(gè)半橋逆變器，相角測(cè)量的參考信號(hào)是該逆變器的輸出方波電壓，被測(cè)信號(hào)則通過(guò)該逆變器輸出電流的過(guò)零檢測(cè)輸出的方波得到。將這2個(gè)方波信號(hào)的夾角，作為該相逆變器的電流與電壓的夾角。設(shè)電壓信號(hào)與電流信號(hào)經(jīng)過(guò)過(guò)零檢測(cè)后的方波信號(hào)分別為REF和SIG。為檢測(cè)這2個(gè)信號(hào)的上升沿，定義 4 個(gè)變量 ref_0、ref_1、sig_0、sig_1。 測(cè)量一路電壓與電流信號(hào)的相角的流程如圖5所示。將讀取得到的計(jì)數(shù)器的值，除以開關(guān)周期TSWITCH，再乘以360°，即得到相角。

圖5 電壓與電流信號(hào)相角的測(cè)量流程Fig.5 Flowchart of phase angle measuring for voltage and current

3 上位機(jī)軟件設(shè)計(jì)

上位機(jī)軟件用于下達(dá)開關(guān)頻率、占空比、全橋／半橋運(yùn)行模式、ADC零漂、ADC比例系數(shù)等指令，并計(jì)算和顯示測(cè)量得到的電流、電壓、相角、系統(tǒng)效率等。其主要功能如圖6所示。

上位機(jī)軟件啟動(dòng)后，首先讀取測(cè)控板的運(yùn)行模式。如果是發(fā)送端，則通過(guò)Window消息，將計(jì)算得到的WPT系統(tǒng)的發(fā)送功率向外發(fā)送，并接收接收端接收到的功率；如果是接收端，則將接收功率向外發(fā)送，并接收發(fā)送端發(fā)來(lái)的發(fā)送功率。

在軟件界面中，控制指令的選擇是通過(guò)Control欄中的Command下拉列表框來(lái)選擇，控制參數(shù)則在Command parameter欄中輸入，然后點(diǎn)擊“Execute”來(lái)執(zhí)行該指令。如果需要連續(xù)執(zhí)行某個(gè)指令，則在選擇指令及輸入?yún)?shù)后，點(diǎn)擊“Execute Auto”，系統(tǒng)將自動(dòng)按“Auto interval”指定的間隔來(lái)執(zhí)行該指令。另外，“Save data”用于在自動(dòng)執(zhí)行指令時(shí)，按一定的間隔時(shí)間自動(dòng)保存測(cè)量數(shù)據(jù)到excel文件以備分析用。

4 測(cè)控板原型機(jī)開發(fā)

測(cè)控板原型機(jī)所使用的主要元件型號(hào)如表1所示。其中，BSB056N10NN3型號(hào)的MOSFET能夠承受的DS端直流電壓為100 V，在散熱良好的條件下最大允許電流為83 A，寄生電阻為5.6 mΩ，能夠滿足中小功率WPT系統(tǒng)的需求。對(duì)于電動(dòng)汽車無(wú)線充電等大功率應(yīng)用場(chǎng)合，可用IPW65R041CFD替換。該原型機(jī)用于遠(yuǎn)距離WPT系統(tǒng)（發(fā)射端與接收端均使用20圈、邊長(zhǎng)45 cm的矩形線圈，兩線圈間距為 1～2 m）。

表1 主要元器件Table 1 Main components

5 系統(tǒng)調(diào)試

5.1 ADC采樣的零漂及比例系數(shù)測(cè)試

本系統(tǒng)的測(cè)控板共設(shè)計(jì)有5路交流電流采樣（先經(jīng)過(guò)電流互感器轉(zhuǎn)換成電壓）、2路直流電壓采樣、1路直流電流采樣和1路交流電壓采樣。當(dāng)這些輸入端不接入電量信號(hào)時(shí)，通過(guò)ARM采樣各輸入通道電壓得到的數(shù)字量（多次測(cè)量取平均值），即為各通道的零漂。在通道接入電量進(jìn)行測(cè)量時(shí)，需要先減去該通道零漂值，再乘以比例系數(shù)才得到測(cè)量的模擬量值。

ADC采樣的比例系數(shù)，指的是將采樣得到的數(shù)字量轉(zhuǎn)換成被測(cè)量的實(shí)際的電壓、電流量的比例。雖然根據(jù)各通前置的電壓／電流互感器及運(yùn)放等部件的比例，可以計(jì)算出這個(gè)比例系數(shù)，但受限于元件參數(shù)的精度，并不一定精確，且計(jì)算過(guò)程比較復(fù)雜。為此，本系統(tǒng)采用直接測(cè)量的方法來(lái)計(jì)算各通道的比例系數(shù)。以直流電流的測(cè)量為例，其ADC采樣的零漂和比例系數(shù)的確定方法如下：

a.根據(jù)4.2節(jié)所描述的WPT系統(tǒng)進(jìn)行接線，并關(guān)閉逆變器的輸入直流電壓源；

b.從上位機(jī)軟件，選擇“零漂計(jì)算”命令并點(diǎn)擊“Execute”，ARM執(zhí)行后返回零漂值8供上位機(jī)顯示；

c.打開逆變器的輸入直流電壓源，調(diào)整電源電壓，使用Agilent 34405 A數(shù)字萬(wàn)用表測(cè)量直流電流，直到值為1.5 A；

d.在系統(tǒng)默認(rèn)的比例系數(shù)100的條件下，上位機(jī)軟件顯示的電流值為0.6 A；

e.為使上位機(jī)顯示的電流值為1.5 A，需要設(shè)置比例系數(shù)為250；

f.調(diào)整電源電壓直到數(shù)字萬(wàn)用表測(cè)量得到的電流值為3.0 A；

g.觀察上位機(jī)顯示的電流值為2.9A，表明比例系數(shù)設(shè)置為250比較合適。

直流電壓和交流量通道的比例系數(shù)也可以通過(guò)上述方法進(jìn)行測(cè)定。由于Agilent 34405 A的建議使用頻率為30 kHz以下，故對(duì)高于此頻率的交流電壓及電流的比例系數(shù)的測(cè)定只能得到不太精確的值。因此，本系統(tǒng)在計(jì)算發(fā)送端功率和接收端功率時(shí)，使用的都是直流電壓與電流的乘積。

5.2 WPT系統(tǒng)測(cè)試實(shí)例

使用本文設(shè)計(jì)的測(cè)控板及上位機(jī)軟件，對(duì)一個(gè)WPT系統(tǒng)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)并記錄其數(shù)據(jù)。該WPT系統(tǒng)使用2個(gè)邊長(zhǎng)45 cm的矩形線圈，2個(gè)線圈距離1 m。線圈使用New England公司的AWG 44、255股的litz線繞制，圈數(shù)20，軸向高度10 cm。諧振電容由1個(gè)500 pF和2個(gè)100 pF的板電容并聯(lián)得到。使用QuadTech 7600型精密LCR測(cè)量?jī)x，測(cè)得2個(gè)線圈在350 kHz頻率時(shí)電感約為302 H，寄生電阻約2 Ω，諧振電容值為705 pF。使用Maxwell電磁仿真軟件得到兩線圈的互感系數(shù)約為0.006。MOSFET管和電容的寄生電阻相對(duì)于線圈的寄生電阻相比很小，可忽略不計(jì)。

接收端先進(jìn)行全橋整流濾波，再接入一個(gè)額定電壓12 V、功率10 W的小燈，其等效到諧振電路的串聯(lián)電阻為11.5 Ω。另外，忽略了整流二極管的前向壓降及串聯(lián)電阻。計(jì)算其理論效率η、逆變器輸出電流IP及電流滯后電壓的相角φ，如式（3）所示。

其中，R1、R2分別為發(fā)射端及接收端的等效串聯(lián)電阻（2 Ω）；R 為負(fù)載電阻（11.5 Ω）；L 為諧振電感（302 μH）；C 為諧振電容（705 pF）；k 為互感系數(shù)（0.006）；UI為逆變器輸入直流電壓；Uac為逆變器輸出交流電壓；ω為逆變器運(yùn)行角頻率；f為頻率；ZS為接收端阻抗；ZSreflect為接收端反射到發(fā)射端的串聯(lián)阻抗；ZP為發(fā)射端阻抗；IP為發(fā)射端電流；IS為接收端電流。由于直流電源內(nèi)阻的影響，當(dāng)電流變化時(shí)，逆變器輸入直流電壓UI會(huì)發(fā)生相應(yīng)的變化（見圖7（b））。

使用本文描述的測(cè)控系統(tǒng)對(duì)上述WPT裝置進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，計(jì)算其效率、相角，并觀察運(yùn)行頻率對(duì)效率的影響。其中開關(guān)管頻率的調(diào)整是通過(guò)改變計(jì)數(shù)周期來(lái)得到的（FPGA的時(shí)鐘頻率為199.5 MHz）。例如設(shè)置計(jì)數(shù)周期為580，則得到的開關(guān)管頻率為344kHz。過(guò)程描述如下。

a.啟動(dòng)上位機(jī)軟件的2個(gè)實(shí)例，分別連接到發(fā)射端測(cè)控板與接收端測(cè)控板。

b.使用上位機(jī)軟件的“頻率設(shè)置”功能，設(shè)置起始頻率為330 kHz。

c.選擇上位機(jī)軟件的“計(jì)數(shù)周期減少1”功能，并設(shè)置自動(dòng)執(zhí)行的周期為3 s，點(diǎn)擊“Execute Auto”開始自動(dòng)執(zhí)行該指令；上位機(jī)軟件在每次指令執(zhí)行前自動(dòng)記錄頻率、相角、電流、效率等數(shù)據(jù)到excel文件。

d.當(dāng)頻率上升到356 kHz時(shí)，停止自動(dòng)執(zhí)行指令。對(duì)得到的excel文件中記錄的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析，如圖7所示，其中相角指的是全橋逆變器輸出電流滯后于輸出電壓的角度。為繪圖方便，效率值按1000倍顯示（即20%顯示為200）；電流值按100倍顯示（即0.5 A顯示為50 A）；電壓值按10倍顯示（即16 V顯示為160 V）。

圖7 上位機(jī)軟件記錄的測(cè)量數(shù)據(jù)Fig.7 Measurements recorded by host-computer software

分析圖7（a）可知，WPT系統(tǒng)的諧振頻率約為344.5 kHz（相角為零點(diǎn)的頻率），比由式（3）所示數(shù)據(jù)計(jì)算得到的理論值（344.9 kHz）稍小。理論上，效率最大值會(huì)發(fā)生在諧振頻率點(diǎn)（344.9 kHz）。實(shí)測(cè)的效率最大值也發(fā)生在諧振點(diǎn)（344.5 kHz）。另外，實(shí)驗(yàn)測(cè)得的相角在諧振點(diǎn)附近時(shí)比理論的相角偏大，一方面因?yàn)橄嘟菧y(cè)量元件的響應(yīng)滯后，另一方面是因?yàn)槔碚摂?shù)據(jù)的諧振頻率比實(shí)測(cè)諧振頻率稍大。離開諧振點(diǎn)后，理論相角與實(shí)測(cè)相角非常接近。

從圖7（b）可以看出，在諧振頻率附近時(shí)，逆變器的輸出電流達(dá)到最大值。此時(shí)，由于直流電源內(nèi)阻的存在，逆變器的輸入直流電壓及輸出交流電壓均有一定程度的降低。在不考慮MOSFET的導(dǎo)通內(nèi)阻時(shí)，逆變器的輸出電壓有效值為輸入直流電壓的 90%左右[13]，這與圖7（b）所示的測(cè)量結(jié)果基本一致。另外，根據(jù)式（3）計(jì)算的逆變器輸出電流，與實(shí)測(cè)電流的最大值比較接近，但整體向右偏移。這是因?yàn)槔碚摰闹C振頻率比實(shí)測(cè)的諧振頻率稍大。

6 結(jié)語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)的WPT測(cè)控系統(tǒng)，已在電動(dòng)汽車無(wú)線充電系統(tǒng)、分區(qū)段在軌無(wú)線供電小火車實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)、大間距無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)、多相相控逆變器系統(tǒng)等成功應(yīng)用，其能方便地完成多相相控逆變輸出、頻率設(shè)置、電流電壓相角測(cè)量、效率計(jì)算等功能。對(duì)于不同的應(yīng)用需求，上位機(jī)軟件則完全相同，逆變器的開關(guān)管則使用了不同的MOSFET。例如對(duì)大功率的電動(dòng)汽車無(wú)線充電系統(tǒng)，使用IPW65R041CFD型號(hào)的MOSFET；對(duì)于其他的較小功率應(yīng)用，則使用BSB056N10NN3型號(hào)的MOSFET。在上述WPT系統(tǒng)中的應(yīng)用表明，本文設(shè)計(jì)的測(cè)控系統(tǒng)很好地滿足了WPT調(diào)試時(shí)對(duì)頻率調(diào)整及數(shù)據(jù)記錄等的要求。