臨界連續(xù)模式單電感雙輸出Buck功率因數(shù)校正變換器

劉雪山，許建平，王 楠

（西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院 磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 610031）

0 引言

單電感多輸出SIMO（Single-Inductor Multiple-Output）開關(guān)變換器可以有效地減少傳統(tǒng)多路輸出開關(guān)變換器的電感與控制芯片的數(shù)量，從而有效降低了多路輸出電源的體積、重量和成本，為需要多路輸出電源的現(xiàn)代電子設(shè)備提供了一個(gè)較為理想的電源解決方案。SIMO DC-DC變換器引起了國(guó)內(nèi)外學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的關(guān)注［1-5］。近年來，隨著LED照明等領(lǐng)域的快速發(fā)展，多路輸出AC-DC開關(guān)變換器得到了廣泛應(yīng)用［6-7］。為了減小電力電子裝置對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，IEC61000-3-2 class C對(duì)AC-DC變換器注入電網(wǎng)的各次諧波電流提出了限制要求［8］，因此，研究具有功率因數(shù)校正PFC（Power Factor Correction）的SIMO PFC變換器具有重要的意義。

單級(jí)結(jié)構(gòu)PFC變換器僅進(jìn)行一次功率變換，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、效率高的特點(diǎn)，成為近年來研究的熱點(diǎn)［9-15］。相對(duì)于斷續(xù)模式DCM（Discontinuous Conduction Mode），臨界連續(xù)模式CRM（CRitical continuous conduction Mode）單級(jí) Buck PFC變換器具有電流應(yīng)力低的特點(diǎn)，非常適用于低成本、非隔離應(yīng)用的PFC場(chǎng)合［16］。為此，本文提出了一種CRM單電感雙輸出 SIDO（Single-Inductor Dual-Output）Buck PFC變換器及其控制策略。通過對(duì)電感的分時(shí)復(fù)用控制，實(shí)現(xiàn)了變換器每一個(gè)輸出支路的獨(dú)立控制。通過在輸入電壓接近各輸出支路電壓情況下限制開關(guān)管的最小關(guān)斷時(shí)間，抑制了電感在輸入電流過零點(diǎn)附近的復(fù)用頻率，解決了在輸入電流過零點(diǎn)附近難以分時(shí)復(fù)用控制的問題。相對(duì)傳統(tǒng)兩級(jí)結(jié)構(gòu)多路輸出或多個(gè)變換器實(shí)現(xiàn)多路輸出方案［17-18］，CRM SIDO Buck PFC變換器減少了電感與控制器的使用數(shù)量，降低了變換器的體積與成本。由于CRM SIDO Buck PFC變換器實(shí)現(xiàn)了功率的單級(jí)變換，且相對(duì)斷續(xù)模式具有較低的電流應(yīng)力，因此具有效率高的優(yōu)點(diǎn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該變換器高效率、高功率因數(shù)與雙路高輸出精度的特性。

1 CRM SIDO Buck PFC變換器

圖1 （a）所示為SIDO Buck PFC變換器主功率電路，主功率電路由二極管整流橋，輸入濾波電感Lf，輸入濾波電容 Cf，功率開關(guān)管 VT1、VT2、VT3，續(xù)流二極管 VD1、VD2、VD3，電感 L 和輸出電容 C1、C2構(gòu)成。2 個(gè)子Buck變換器A與B分時(shí)復(fù)用工作，為輸出支路A與輸出支路B傳遞能量。VT2與VT3為2個(gè)輸出支路的分時(shí)復(fù)用控制開關(guān)管。若VT2導(dǎo)通，VT3關(guān)斷，則子Buck變換器A為輸出支路A負(fù)載傳輸能量；反之，若VT2關(guān)斷，VT3導(dǎo)通，則子Buck變換器B為輸出支路B負(fù)載傳輸能量。因此，電感L分時(shí)向輸出支路A與輸出支路B續(xù)流并傳遞能量。VT2與VD2或VT3與VD3串聯(lián)連接可以使各個(gè)輸出支路電感的續(xù)流方向單向可控。

圖1 CRM SIDO Buck PFC變換器及其控制環(huán)路Fig.1 CRM SIDO Buck PFC converter and its control loop

圖1 （b）所示為本文提出的CRM雙路恒流輸出SIDO Buck PFC變換器的控制環(huán)路，2個(gè)輸出支路均采用單環(huán)恒流控制。參考電流iref分別與A、B 2路輸出電流k1ioa、k2iob相減后，經(jīng)過相應(yīng)的PI控制環(huán)，產(chǎn)生誤差信號(hào)ue1、ue2。RS觸發(fā)器接收置位端S的置位信號(hào)，輸出VT1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，同時(shí)三角波產(chǎn)生器以固定的斜率從零開始線性上升，三角波信號(hào)usaw同時(shí)與誤差信號(hào)ue1、ue2進(jìn)行比較，產(chǎn)生R1、R2復(fù)位信號(hào)。由分時(shí)復(fù)用信號(hào)TMS（Timing Multiplexing Signal）給選擇器提供選擇信號(hào)，進(jìn)而決定在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)控制器復(fù)位信號(hào)R1或R2。當(dāng)TMS=1時(shí)，開關(guān)管VT2導(dǎo)通，VT3關(guān)斷，選擇器選擇復(fù)位信號(hào)R1，控制器對(duì)輸出支路A的電流ioa進(jìn)行調(diào)節(jié)；同理，當(dāng)TMS=0時(shí)，控制器對(duì)輸出支路B的電流iob進(jìn)行調(diào)節(jié)。選擇器的輸出為RS觸發(fā)器提供復(fù)位信號(hào)，RS觸發(fā)器復(fù)位后，開關(guān)管VT1關(guān)斷。驅(qū)動(dòng)信號(hào)G1二分頻后產(chǎn)生TMS，而TMS（G2）及其互補(bǔ)信號(hào)G3分別作為開關(guān)管VT2、VT3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。VT1關(guān)斷后，三角波產(chǎn)生器清零，在接收到電感零電流檢測(cè) ZCD（Zero Current Detection）信號(hào)后又重新開始線性上升，如此周而復(fù)始地實(shí)現(xiàn)三角波信號(hào)與誤差信號(hào)ue1、ue2的比較，分別實(shí)現(xiàn)了雙路電感電流CRM分時(shí)復(fù)用控制。

圖2 CRM SIDO Buck PFC變換器電感電流波形及其控制時(shí)序Fig.2 Current waveform and control sequence of inductor of CRM SIDO Buck PFC converter

圖2所示為半個(gè)工頻周期內(nèi)CRM SIDO Buck PFC變換器的電感電流及其分時(shí)復(fù)用控制時(shí)序。變換器在輸入電壓低于各支路輸出電壓時(shí)不存在輸入電流，電感停止向輸出傳遞能量，在此死區(qū)時(shí)間內(nèi)不存在ZCD信號(hào)。如圖2所示，由于支路B輸出電壓高于支路A輸出電壓，因此，支路B死區(qū)區(qū)間包含支路A死區(qū)區(qū)間。在支路B死區(qū)區(qū)間內(nèi)，支路A電感仍有一部分時(shí)間向輸出傳輸能量，此時(shí)因缺少支路B電感的ZCD信息，難以實(shí)現(xiàn)電感的分時(shí)復(fù)用控制。為此，本文提出一種利用開關(guān)管最小關(guān)斷時(shí)間限制的方式來實(shí)現(xiàn)電感在輸入電流死區(qū)的分時(shí)復(fù)用控制，控制時(shí)序如圖3所示。來自電感輔助繞組的電壓信號(hào)uZCD與固定電壓uth比較后產(chǎn)生電感的續(xù)流時(shí)間信號(hào)uZCD1，在VT1關(guān)斷時(shí)刻，控制器內(nèi)部啟動(dòng)最小關(guān)斷時(shí)間（toff_min）計(jì)時(shí)電路，若電感的續(xù)流時(shí)間toff大于toff_min，控制器選擇uZCD1的下降沿作為RS觸發(fā)器的置位端信號(hào)；反之，若toff小于toff_min，控制器選擇最小關(guān)斷時(shí)間信號(hào)uD的下降沿作為RS觸發(fā)器的置位端信號(hào)。此種方式不但實(shí)現(xiàn)了電感在死區(qū)區(qū)域內(nèi)的分時(shí)復(fù)用控制，并且降低了電感在輸入電流過零點(diǎn)附近的復(fù)用頻率，有助于提升變換器效率。

圖3 最小關(guān)斷時(shí)間限制電路控制時(shí)序Fig.3 Control sequence of minimum turn-off time limit circuit

2 工作特性分析

為簡(jiǎn)化分析，做如下假設(shè)。

a.所有的開關(guān)管、二極管、電感和電容均為理想元件。

b.fs?2fL，其中 fL、fs分別為電網(wǎng)電壓頻率和主電感的復(fù)用頻率（即開關(guān)管VT2、VT3的開關(guān)頻率）。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電網(wǎng)輸入電壓可近似為恒定量。

c.變換器的A、B 2個(gè)輸出支路的輸出電容C1和C2足夠大，穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，變換器分別工作于支路A和支路B時(shí)，開關(guān)管VT1的導(dǎo)通時(shí)間保持不變、輸出電壓保持不變。

d.變換器的支路A輸出電壓小于支路B輸出電壓，即Uoa

2.1 輸入電流分析

如圖2所示，輸入電壓相位角 θ=ωt在（θ1，π-θ1）區(qū)間內(nèi)，電感以變化的復(fù)用時(shí)間tA與tB交替為A、B 2個(gè)輸出支路傳遞能量，其中ω為輸入電壓的角頻率，tA與tB分別為支路A與支路B的復(fù)用時(shí)間。tA與tB的交替工作，構(gòu)成一個(gè)復(fù)用周期Ts。在一個(gè)復(fù)用周期內(nèi)，變換器的A、B 2個(gè)輸出支路的電感電流峰值 ip_A（θ）、ip_B（θ）分別為：

其中，m1=Uoa/Up，m2=Uob/Up，m1與 m2均小于 1；θ1=arcsinm1、θ2=arcsinm2分別為各輸出支路的死區(qū)分界點(diǎn)；Up為輸入電壓峰值；ton_A和ton_B分別為變換器的輸出支路A和輸出支路B工作時(shí)開關(guān)管VT1的導(dǎo)通時(shí)間。

由式（1）可得工作于 CRM的SIDO Buck PFC變換器的輸出支路A和輸出支路B的電感電流下降到零的時(shí)間 toff_A（t）與 toff_B（t）分別為：

由式（1）、（2）可得工作于 CRM 的 SIDO Buck PFC變換器的復(fù)用周期為：

在（θ1，θ2）與（π- θ2，π- θ1）內(nèi)，支路 B 進(jìn)入了死區(qū)，因此其關(guān)斷時(shí)間為零，支路B的復(fù)用時(shí)間僅為開通時(shí)間ton_B。由式（1）、（3）可得工作于CRM 的 SIDO Buck PFC變換器的輸出支路A和輸出支路B的平均輸入電流分別為：

由式（4）、（5）可得在半個(gè)工頻周期內(nèi)，工作于CRM的SIDO Buck PFC變換器的輸出支路A和輸出支路B的平均輸入功率分別為：

CRM SIDO Buck PFC變換器輸入的總功率為：

式（6）、（7）揭示了 CRM SIDO Buck PFC 變換器的總輸入功率與各支路輸入功率的關(guān)系，由此可得出每一輸出支路主開關(guān)的開通時(shí)間。選取輸出支路A與支路B的恒流輸出電流分別為Ioa=0.3 A、Iob=0.25 A，得到100 V AC與240 V AC輸入電壓條件下CRM SIDO Buck PFC變換器每一輸出支路主開關(guān)的開通時(shí)間（ton_A，ton_B）與各輸出支路功率（Po_A，Po_B）的關(guān)系，如圖 4所示。由圖 4可知，當(dāng) Po_B確定的情況下，隨著Po_A的增加，支路A開關(guān)管VT1的開通時(shí)間ton_A隨之增加。雖然Po_B不變，但在Po_A變化的同時(shí)，ton_B也隨之變化，揭示了 CRM SIDO Buck PFC變換器控制量ton_A、ton_B需同時(shí)根據(jù)各支路輸出功率調(diào)節(jié)的現(xiàn)象。

由式（4）、（5）可得 CRM SIDO Buck PFC 變換器的輸入電流為：

圖4 開關(guān)管VT1的開通時(shí)間與各輸出支路功率的關(guān)系Fig.4 Relationship among ton_A，ton_B，Po_Aand Po_B

由式（8）可知，CRM SIDO Buck PFC 變換器的輸入電流由三部分構(gòu)成，其示意圖如圖2所示。

2.2 電感復(fù)用頻率分析

由式（3）可知，工作于CRM時(shí)，電感的復(fù)用周期Ts（θ）由 m1、m2以及 2 個(gè)輸出支路開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間ton_A、ton_B決定。在半個(gè)工頻周期內(nèi)，復(fù)用周期 Ts（θ）隨輸入電壓的變化而變化，輸入電壓越高，復(fù)用周期越大，在輸入電壓峰值處，即時(shí)，復(fù)用周期達(dá)到最大。其最大值為：

由2.1節(jié)分析可知，在輸入、輸出條件確定的情況下，CRM SIDO Buck PFC變換器各支路開通時(shí)間僅與電感量L有關(guān)。選取輸出支路A的輸出電流和負(fù)載電阻分別為Ioa=0.3 A和Ra=155 Ω，輸出支路B的輸出電流和負(fù)載電阻分別為Iob=0.25 A和Rb=300 Ω，得到100 V AC與240 V AC輸入電壓條件下變換器的最小復(fù)用頻率fs_min與電感量L的關(guān)系如圖5所示。由圖5可知，輸入電壓越大，最小復(fù)用頻率fs_min越高；電感量L的取值越大，最小復(fù)用頻率fs_min越低。最小復(fù)用頻率的設(shè)計(jì)要保證最低輸入電壓時(shí)fs_min>20 kHz，以避免進(jìn)入音頻范圍內(nèi)；由于一個(gè)復(fù)用周期內(nèi)主開關(guān)管VT1導(dǎo)通與關(guān)斷2次，因此，fs_min越高，VT1開關(guān)損耗越大。合理地選取電感量L，可將復(fù)用頻率控制在合適的范圍內(nèi)，從而降低開關(guān)損耗，提高變換器的效率。

圖5 復(fù)用頻率fs_min與電感L的關(guān)系Fig.5 Relationship between fs_minand L

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

本文對(duì)CRM SIDO Buck PFC變換器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究。電路參數(shù)選取如下：輸入電壓uin為100～240V AC，輸出支路A負(fù)載電阻Ra=155 Ω，輸出支路A輸出電流Ioa=0.3 A，輸出支路B負(fù)載電阻Rb=300 Ω，輸出支路B輸出電流Iob=0.25 A，勵(lì)磁電感L磁芯為RM8，主開關(guān)管VT1型號(hào)為7N65，分時(shí)復(fù)用控制開關(guān)管VT2型號(hào)為IRF3315S，功率二極管VD1、VD2型號(hào)為ES2J，輸出濾波電容容值 C1=C2=100 μF，開關(guān)管最小關(guān)斷時(shí)間toff_min=3 μs。2路輸出均采用恒流控制。為了防止輸入電壓峰值點(diǎn)處變換器的復(fù)用頻率過高，根據(jù)圖5，選取實(shí)驗(yàn)參數(shù)L=150 μH。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖6 （a）與（b）分別給出了 110 V AC 與 220 V AC電壓輸入時(shí)CRM SIDO Buck PFC變換器的輸入電壓uin與輸入電流iin的實(shí)驗(yàn)波形。由圖6可知，2種輸入電壓條件下，輸入電流均可以跟蹤輸入電壓的變化，實(shí)現(xiàn)了PFC功能。

圖6 CRM SIDO Buck PFC變換器輸入電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveform of uinand iinof CRM SIDO Buck PFC converter

圖7 給出了CRM SIDO Buck PFC變換器的功率因數(shù)（PF）值與輸入電壓的關(guān)系曲線。由圖7可知，在100～240 V AC的寬輸入電壓范圍內(nèi)，變換器的功率因數(shù)均在0.95以上。

圖7 CRM SIDO Buck PFC變換器PF曲線Fig.7 PF curve of CRM SIDO Buck PFC converter

圖8 給出了110 V AC與220 V AC電壓輸入時(shí)iin的諧波實(shí)驗(yàn)結(jié)果，圖中M表示諧波電流與輸入電流之比。由圖8可知，輸入電流的各次諧波均小于IEC61000-3-2 class C規(guī)定的諧波最大值限定標(biāo)準(zhǔn)，且總諧波畸變率（THD）分別為24.4%和14.3%。

圖8 輸入電流iin的諧波分析圖Fig.8 Harmonic analysis of input current iin

圖9 CRM SIDO Buck PFC變換器電感電流波形Fig.9 Waveform of iLof CRM SIDO Buck PFC converter

圖9 （a）與（b）分別為 110 V AC 與 220 V AC 電壓輸入時(shí)，CRM SIDO Buck PFC變換器在輸入電壓峰值點(diǎn)處的電感電流iL與TMS的實(shí)驗(yàn)波形。由圖9（a）可知，在110 V AC電壓輸入時(shí)，輸出支路A和輸出支路B分別以12 μs和10 μs的變化復(fù)用時(shí)間交替工作。當(dāng)TMS=1，電感為支路A傳輸能量；當(dāng) TMS=0，電感為支路B傳輸能量。由圖9（b）可知，在220 V AC電壓輸入時(shí)，輸出支路A和輸出支路B分別以7.5 μs和6.5 μs的變化復(fù)用時(shí)間交替工作。

圖10 （a）與（b）分別給出了 110 V AC 與 220 V AC電壓輸入時(shí)，CRM SIDO Buck PFC變換器的2個(gè)輸出支路電流的實(shí)驗(yàn)波形。從圖中可以看出，在不同輸入電壓時(shí)，變換器的2路輸出均可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輸出。在110 V AC輸入時(shí)，支路A與支路B的平均輸出電流分別為309mA與252mA；在220V AC輸入時(shí)，支路A與支路B的平均輸出電流分別為309 mA與258 mA。

圖10 CRM SIDO Buck PFC變換器輸出電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Waveform of ioaand iobof CRM SIDO Buck PFC converter

表1 給出了100～240 V AC電壓輸入時(shí)變換器的2路輸出電流，可以看出，在寬輸入電壓范圍條件下，CRM SIDO Buck PFC變換器均可實(shí)現(xiàn)高精度恒流輸出。

表1 CRM SIDO Buck PFC輸出電流Table 1 Output current of CRM SIDO Buck PFC converter

圖11 給出了CRM SIDO Buck PFC變換器的效率曲線。由圖11可知，CRM SIDO Buck PFC變換器的效率最高值達(dá)到了93.01%，且在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)均高于92%。由于CRM SIDO Buck PFC變換器實(shí)現(xiàn)了輸出功率單級(jí)變換，因此具有高效率特性。

圖11 CRM SIDO Buck PFC變換器效率曲線Fig.11 Efficiency of CRM SIDO Buck PFC converter

4 結(jié)論

本文研究了一種單級(jí)結(jié)構(gòu)CRM SIDO Buck PFC變換器及其控制策略，并分析了其工作特性。通過最小關(guān)斷時(shí)間限制的方式解決了CRM情況下電感在輸入電流在過零點(diǎn)附近難以分時(shí)復(fù)用的問題，并降低了開關(guān)頻率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，此變換器具有高效率、高功率因數(shù)與雙路高輸出精度的特性，適用于需要PFC的多路恒流或恒壓輸出應(yīng)用，且為其提供了一種高性能、低成本的解決方案。