基于LLC諧振的微型光伏并網(wǎng)逆變器研究

廖鴻飛，熊 宇，王志強

（1.中山火炬職業(yè)技術(shù)學(xué)院 電子工程系，中山 528436；2.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣州 510641）

0 引言

微型光伏并網(wǎng)逆變器由于能對單個光伏組件的最大功率點進(jìn)行跟蹤，有效克服了傳統(tǒng)集中式光伏并網(wǎng)逆變器的缺點，發(fā)電量得到大大提高并且擴展靈活，因此在新能源利用中展示了其巨大的潛力[1,2]。

由于微型光伏并網(wǎng)逆變器功率較小，因此由反激變換器構(gòu)成的微型并網(wǎng)逆變器受到了關(guān)注。但由于反激變換器工作于硬開關(guān)狀態(tài)，其效率較低，并且紋波較大，因此文獻(xiàn)[3,4]提出了交錯并聯(lián)有源箝位反激拓?fù)?，雖然改善了基于反激變換器的微型并網(wǎng)逆變器的性能，但是其結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，并且反激變壓器單向磁化，其變壓器利用率較低。

諧振變換器可以使功率器件在全負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)，具有很高的變換效率，能減小逆變器的體積，因此研究者對由串聯(lián)諧振變換器構(gòu)成的微型光伏并網(wǎng)逆變器進(jìn)行了深入研究[5]。但由于串聯(lián)諧振變換器增益曲線較為平緩，頻率變化范圍較寬，負(fù)載調(diào)節(jié)特性較差，因此M.Harfaman-Todorovic等人提出了采用具有較好調(diào)節(jié)特性的LLC諧振變換器為微逆變器的前級[6]，但其LLC變換器只做直流升壓，后級仍采用了高頻全橋逆變，由于高頻全橋逆變電路開關(guān)損耗較大，驅(qū)動復(fù)雜，在小功率場合，成本較高，并且效率較難優(yōu)化[7]。

本文提出了一種新型的基于LLC諧振的微型并網(wǎng)逆變器，采用LLC諧振變換器作為微型并網(wǎng)逆變器的DC/DC變換級，將光伏電池輸出的直流電轉(zhuǎn)換成與電網(wǎng)電壓同頻同相的直流正弦半波電壓電流；后級采用由晶閘管構(gòu)成的工頻極性轉(zhuǎn)換電路作為并網(wǎng)逆變器的DC/AC級，將 DC/DC變換級輸出的直流正弦半波電壓電流逆變成與電網(wǎng)電壓同頻同相的交流電。經(jīng)實驗驗證，其工作可靠，效率較高。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與控制系統(tǒng)設(shè)計

1.1 系統(tǒng)的組成結(jié)構(gòu)

微型并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。PV為光伏電池，Cd為功率解耦電容。整個逆變器由LLC諧振變換器，DC/AC變換器兩級所構(gòu)成。

圖1 系統(tǒng)構(gòu)成

LLC諧振變換器的功能是將光伏電池板輸出的低壓直流變換成與電網(wǎng)電壓同頻同相的直流正弦半波電壓電流，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。由于微型并網(wǎng)逆變器只與單組太陽能電池板連接，輸出功率較小、輸入電壓較低，因此采用半橋LLC諧振變換器作為主電路能減小器件帶來的損耗。Lr為串聯(lián)諧振電感，Lm為變壓器激磁電感，Cr為串聯(lián)諧振電容。同時為了能向電網(wǎng)輸出功率，其輸出電壓應(yīng)等于電網(wǎng)電壓最大值，電壓較高，因此LLC諧振變換器輸出采用由D1，D2，D3，D4構(gòu)成的全橋整流結(jié)構(gòu)，C1為高頻濾波電容，濾除LLC諧振變換器輸出的高頻紋波。

DC/AC級是由晶閘管S1，S2，S3，S4構(gòu)成的工頻極性轉(zhuǎn)換電路，只起到開關(guān)切換的作用，將LLC諧振變換器輸出的直流正弦半波電壓電流逆變成與電網(wǎng)電壓同頻同相的交流電，經(jīng)EMI濾波器輸出給交流電網(wǎng)。與高頻全橋逆變相比，工頻極性轉(zhuǎn)換電路開關(guān)頻率低，開關(guān)損耗較低，驅(qū)動簡單，成本也較低。

1.2 控制系統(tǒng)設(shè)計

本方案的控制系統(tǒng)示意圖如圖2所示，整個控制系統(tǒng)由輸出AD采樣，鎖相環(huán)PLL，MPPT計算，PI電流調(diào)節(jié)，LLC控制及極性轉(zhuǎn)換控制等部分構(gòu)成。

圖2 控制系統(tǒng)框圖

要對并網(wǎng)電流進(jìn)行精確控制，首先需要得到并網(wǎng)電流誤差值Ier，即參考電流Iac-ref和輸出電流Iac之差。并網(wǎng)輸出電流Iac可以通過對并網(wǎng)逆變器輸出直接采樣得到；參考電流Iac-ref先通過對光伏電池的輸出電流電壓采樣，再經(jīng)MPPT運算后與電網(wǎng)電壓同頻同相的正弦半波相乘得到。

LLC諧振變換器的驅(qū)動信號由LLC控制器根據(jù)并網(wǎng)電流誤差值Ier經(jīng)PI運算后的誤差信號產(chǎn)生。工頻極性轉(zhuǎn)換電路的控制信號可以通過鎖相環(huán)PLL對電網(wǎng)電壓過零點進(jìn)行采樣得到。

2 LLC諧振變換器的設(shè)計

由于微型并網(wǎng)逆變器中的LLC諧振變換器輸出的電壓電流為正弦半波，因此其控制方式、負(fù)載等效和參數(shù)設(shè)計方式和傳統(tǒng)LLC存在一定區(qū)別。

2.1 LLC諧振變換器的增益控制

LLC諧振變換器是通過調(diào)整諧振網(wǎng)絡(luò)增益來調(diào)節(jié)輸出電壓的， LLC諧振網(wǎng)絡(luò)的交流增益為[8]：

在本方案中，LLC諧振變換器的輸出電壓為逆變器輸出電壓經(jīng)工頻極性轉(zhuǎn)換電路反向整流得到，即輸出電壓為正弦半波，因此在一個工頻周期內(nèi)，其增益變化范圍較大。

在交流過零點附近，輸出電壓非常低，增益將非常小。圖3所示為LLC諧振變換器增益曲線，Mmin是所需的最小增益，其與增益曲線的相交點對應(yīng)于不同負(fù)載下的歸一化頻率。從圖中可見，當(dāng)增益很小時，LLC諧振變換器的頻率將非常高，這對于變換器的效率優(yōu)化是不利的。由于在交流過零點附近，LLC諧振變換器輸出的功率非常小，因此LLC諧振變換器在過零點附近應(yīng)進(jìn)入間歇工作模式。

圖3 LLC諧振變換器的增益曲線

LLC諧振變換器的間歇工作模式如圖4所示[9]，在間歇工作模式時，輸出將有低頻紋波 ΔVO，圖中Tburst為間歇的時間，Ton為間歇工作時間，Toff為間歇關(guān)斷時間。從圖中可以看到，在Ton期間，半橋LLC諧振變換器的開關(guān)管Q1，Q2交替導(dǎo)通，向輸出提供能量，輸出電壓增加，其增量為 ΔVO。在Toff期間，輸出電壓將降低。

圖4 LLC諧振變換器間歇工作模式示意圖

為使系統(tǒng)獲得較高的效率，可以使Ton期間，開關(guān)管的開關(guān)頻率fs為諧振頻率fr。同時為了減小輸出電壓紋波 ΔVO，使輸出波形盡量平滑，應(yīng)盡可能減小Ton的時間，并根據(jù)輸出電壓值調(diào)整所需的Tburst。

2.2 負(fù)載等效

在微型光伏并網(wǎng)逆變器中，LLC諧振變換器的輸出電流為正弦半波，其輸出功率在一個工頻周期內(nèi)是不斷變化的。但由于并網(wǎng)逆變器的輸出為單位功率因數(shù)，即電壓和電流為同相，因此LLC諧振變換器的負(fù)載可等效為一個電阻，其等效負(fù)載電阻為：，其中為交流電網(wǎng)電壓的有效值，Po為并網(wǎng)輸出功率。

對于LLC諧振變換器，為了方便分析和計算，通常將輸出負(fù)載電阻等效至原邊，構(gòu)成如圖5所示的等效電路，其原邊交流等效電阻為：，其中n為變壓器原副邊匝比。

圖5 LLC諧振電路的等效電路圖

2.3 參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計

由于LLC諧振變換器中的功率器件均實現(xiàn)了軟開關(guān)，因此其開關(guān)損耗較小，一般以導(dǎo)通損耗占主導(dǎo)。而LLC諧振變換器的電流有效值和導(dǎo)通損耗隨電感比k的增加而減小[8]，這意味著增加激磁電感Lm，可以減小激磁電流，提高效率。但由于在死區(qū)時間內(nèi)，激磁電流需要給寄生電容放電，使MOSFET實現(xiàn)ZVS，因此激磁電感Lm有最大值。

在死區(qū)時間內(nèi)，激磁電流應(yīng)該大于寄生電容放電所需電流，因此有：，式中Td為死區(qū)時間，Czvs為MOSFET的寄生結(jié)電容。

由于在開關(guān)管導(dǎo)通過程中，輸出電壓通過變壓器折射回原邊，激磁電感被輸出電壓箝位，激磁電流線性上升，在開關(guān)管關(guān)斷時達(dá)到最大值，因此激磁電流峰值為：

同時LLC諧振變換器參數(shù)的設(shè)計還應(yīng)滿足軟開關(guān)的要求，由圖3可知，LLC諧振變換器的輸入阻抗為：，要使其實現(xiàn)軟開關(guān)，必須使諧振網(wǎng)絡(luò)工作于感性區(qū)域，即阻抗角大于零。因此可得到實現(xiàn)ZVS的最大Q值為：其中Mmax為所需的最大交流增益。

3 實驗驗證

為驗證本方法的可行性，制作了250W實驗樣機，樣機參數(shù)如表1所示。

表1 實驗樣機參數(shù)列表

逆變器輸出250W時的輸出電壓和電流波形如圖6所示，從圖中可以看出，輸出并網(wǎng)電流為正弦波，波形基本沒有畸變，諧波含量非常低。圖7為正弦波峰值點時LLC諧振變換器諧振電流ir和下管Q2的漏源極電壓vds的波形，從圖中可以看到，LLC諧振變換器諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓超前于電流，諧振網(wǎng)絡(luò)呈感性，開關(guān)器件工作于零電壓開關(guān)狀態(tài)。圖8為整機效率曲線，在滿載時，整機效率為96%，效率比其他并網(wǎng)微逆變器高，達(dá)到節(jié)能的目的。

圖6 并網(wǎng)電壓電流波形

圖7 LLC諧振變換器工作波形

圖8 整機效率曲線

4 結(jié)論

本文提出了一種由LLC諧振變換器和工頻極性轉(zhuǎn)換電路構(gòu)成的微型并網(wǎng)逆變器。LLC諧振變換器將光伏電池板輸出的低壓直流變換成與電網(wǎng)電壓同頻同相的直流正弦半波電壓電流；工頻極性轉(zhuǎn)換電路構(gòu)成的DC/AC變換器將LLC諧振變換器輸出的直流正弦半波電壓電流逆變成與電網(wǎng)電壓同頻同相的交流電，經(jīng)EMI濾波器輸出給交流電網(wǎng)。文中給出了主電路參數(shù)和控制系統(tǒng)設(shè)計方法，最后制作了250W實驗樣機，經(jīng)實驗驗證，基于LLC諧振的微型并網(wǎng)逆變器具有效率高，輸出電流波形畸變小的特點。

[1] Calais,M.etc.Inverters for Single-phase Grid Connected Photovoltaic Systems - An Overview[A].Power Electronics Specialists Conference,2002.pesc 02.2002 IEEE 33rd Annual[C]. 2002; 1995- 2000.

[2] 董密,等.光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中逆變器的設(shè)計與控制方法.電力系統(tǒng)自動化[J].2006 30(20);97-102.

[3] Ching-Ming Lai; Single-Stage Grid-Connected PV Micro-Inverter Based on Interleaved Flyback Converter Topology; Computer, Consumer and Control (IS3C),2014 International Symposium on; 10-12 June 2014;187-190.

[4] 賀昌忠.基于dsPIC并網(wǎng)光伏微逆變器的研究與設(shè)計[D].華南理工大學(xué),2013.

[5] Joshi M. A High-Effi ciency Resonant Solar Micro-Inverter. Power Electronics and Applications (EPE 2011), Proceedings of the 2011-14th European Conference on.2011.1-10.

[6] Harfman-Todorovic,M. etc.A high efficiency PV micro-inverter with grid support functions. Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2014 IEEE;14-18Sept.2014;4244-4250.

[7] Kjaer, S.B etc. A review of single-phase Grid-connected Inverters for Photovoltaic Modules.IEEE Transactions on Industry Applications,VOL.41, NO.5 ;Sept.-Oct.2005;1292-1305.

[8] 馬皓,等.一種改進(jìn)的 LLC 變換器諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計方法[J].中國電機工程學(xué)報.2008 28(33);6-11.

[9] Weiyi,Feng etc.Optimal Trajectory Control of Burst Mode for LLC Resonant Converter. IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.28,NO.1,Jan.2013;457-466.