雙向開關輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器

王強， 劉巖松， 陳祥雪， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學信息與控制工程學院，遼寧撫順113001)

雙向開關輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器

王強， 劉巖松， 陳祥雪， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學信息與控制工程學院，遼寧撫順113001)

為提高逆變器的效率，提出一種新型并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)。直流環(huán)節(jié)電壓可以周期性下降到零，使逆變器的主開關完成零電壓切換，同時輔助開關也實現(xiàn)了零電壓開關或零電流開關。此外，輔助諧振電路中有2個輔助開關相串聯(lián)，構(gòu)成了雙向開關?？刂圃撾p向開關的通斷可以調(diào)節(jié)逆變器直流環(huán)節(jié)的零電壓持續(xù)時間，以方便應用各種靈活的脈寬調(diào)制策略。依據(jù)不同工作模式下的等效電路圖，分析電路的工作原理，給出設計規(guī)則，建立輔助諧振電路中各器件的功率損耗和分壓電容的電壓變化量的數(shù)學模型。制作了1臺功率為3kW的實驗樣機，實驗結(jié)果表明逆變器的主開關和輔助開關都實現(xiàn)了軟開關。因此該軟開關逆變器可以有效降低開關損耗。

逆變器;諧振;軟開關;雙向開關;零電壓

0 引 言

隨著電力電子裝置的普及應用和電力電子技術的發(fā)展，高功率密度、高效率和高性能成為電力電子裝置的主要需求。為實現(xiàn)這個目標，功率變換器必須運行在更高的頻率，但高頻化將降低系統(tǒng)效率和變換器的電磁兼容水平［1］。此外，開關損耗變大將使散熱器重量及體積增加，阻礙變換器功率密度的提高。

并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關逆變器作為有效的解決途徑，已產(chǎn)生了多種拓撲結(jié)構(gòu)，但是這些拓撲結(jié)構(gòu)仍然需要進一步完善。例如文獻［2］提出的拓撲結(jié)構(gòu)在諧振電感和電容參數(shù)確定以后，直流環(huán)節(jié)零電壓持續(xù)時間是固定值，不能根據(jù)實際需要隨時調(diào)整;文獻［3-9］提出的拓撲結(jié)構(gòu)因為沒有輔助開關來控制反向諧振電流，所以諧振電流下降到零以后會立即反向，在正反向電感電流閾值確定以后，零電壓持續(xù)時間無法通過輔助開關來調(diào)節(jié)。如果不能通過輔助開關來調(diào)節(jié)逆變器直流環(huán)節(jié)的零電壓持續(xù)時間，那么將難以應用各種靈活的脈寬調(diào)制(pulse width modulation，PWM)策略。

本文提出了一種雙向開關輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)，與相關文獻提出的拓撲結(jié)構(gòu)相比，其顯著特點是輔助諧振電路中有2個輔助開關器件串聯(lián)在一起構(gòu)成了雙向輔助開關，通過控制該雙向輔助開關既可以調(diào)節(jié)直流環(huán)節(jié)電壓的下降時刻，也可以調(diào)節(jié)直流環(huán)節(jié)電壓的上升時刻，這樣就得到了可調(diào)節(jié)的零電壓持續(xù)時間，便于應用各種靈活的脈寬調(diào)制策略和改善直流電壓利用率。文中分析了在1個開關周期內(nèi)的電路各個工作模式，給出了逆變器的軟開關設計規(guī)則，并建立了輔助諧振電路損耗和分壓電容的電壓偏差量的數(shù)學模型，分析了分壓電容的電壓偏差量與諧振參數(shù)和諧振電流閾值之間的變化關系。最后制作了1臺功率3 kW的實驗樣機，通過實驗來驗證本文提出的基于雙向開關輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關逆變器的有效性。

1 電路結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 電路結(jié)構(gòu)

新電路的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，由直流電源，輔助諧振電路，PWM逆變器和和三相阻感性負載組成。輔助電路包括電解電容C1和C2，輔助開關器件Sa1、Sa2、Sa3，及其反并聯(lián)二極管Da1、Da2、Da3和諧振電感Lr，其中Sa2和Da3及Sa3和Da2組成了雙向開關，來控制正反向諧振電流。在參數(shù)值方面，C1= C2，Ra=Rb=Rc，La=Lb=Lc。PWM逆變器橋臂上的主開關器件都并聯(lián)了緩沖電容Cs，輔助諧振電路為PWM逆變器開關器件提供零電壓開關條件。為簡化分析，做如下假設:1)器件均為理想工作狀態(tài); 2)負載電感遠大于諧振電感，逆變橋開關狀態(tài)過渡瞬間的負載電流可以認為是恒流源I0;3)逆變器的6個主開關器件等效為Sinv，主開關器件反并聯(lián)的續(xù)流二極管等效為Dinv;4)逆變器的6個緩沖電容Cs等效為Cr，取Cr=3Cs，這是因為逆變器各橋臂上下任意一方的開關器件接通時，都使與其并聯(lián)的電容Cs短路，正常工作時3個橋臂上的電容相當于3個電容并聯(lián);5)C1和C2的電容值比Cr大很多，可以認為C1和C2是電壓源。圖1所示的新型拓撲結(jié)構(gòu)可等效為如圖2所示的電路，Sinv，Dinv和I0組成了PWM逆變器的等效電路。作為初始條件，設分壓電容C1和C2的電壓滿足Uc1=Uc2=E/2。負荷電流I0以圖2所示方向流過，各部分的電流電壓都以圖2所示的方向為正。

圖1 雙向開關輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器主電路Fig.1 Main circuit of parallel resonant DC link inverter w ith a bidirectional sw itch-assisted commutation

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

1.2 工作原理

在一個開關周期內(nèi)，本電路劃分為9個工作模式，電路的特征工作波形如圖3所示，各工作模式的等效電路如圖4所示，該電路中含有2個換能元件Cr和Lr，整個系統(tǒng)用狀態(tài)變量ucr、iLr表征。選用電感電流iLr與電壓狀態(tài)變量ucr組合，形成1個相平面來分析整個電路。以模式1為初始狀態(tài)，電路的工作過程為

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

模式1(t～t0):初始狀態(tài)，電源通過輔助開關Sa1向負載傳輸電能，電路工作在穩(wěn)態(tài)。此時，uCr= E，iLr=0。本模式的運動軌跡為一點，如相平面圖5所示。本模式持續(xù)時間為T1。

模式2(t0～t1):在t0時刻，關斷Sa2，同時開通Sa3，因為在關斷Sa2之前，流過Sa2的電流已經(jīng)等于零，所以Sa2實現(xiàn)了零電流關斷;在Lr的作用下，降低了流過Sa3電流的上升率，所以Sa3實現(xiàn)了零電流開通。開通Sa3以后，Lr承受的電壓值為E/2，Lr被充電，iLr線性增大，在t1時刻，當iLr線性增大到Ib1時，模式2結(jié)束。Sa3開通瞬間的電流上升率為

本模式的持續(xù)時間為

模式3(t1～t2):在t1時刻，關斷Sa1，在電容Cr的作用下，降低了Sa1關斷瞬間端電壓的上升率，所以Sa1實現(xiàn)了零電壓關斷。Sa1關斷以后，Lr和Cr開始諧振，Lr被充電，Cr放電。iLr逐漸增大，uCr逐漸減小。當uCr減小到E/2時，iLr增加到最大值Ip1，然后Lr開始放電，iLr開始減小，uCr繼續(xù)減小，在t2時刻，當iLr減小到Ib1，uCr減小到零時，模式3結(jié)束。本模式的運動軌跡為相平面圖5中t1～t2段。該模式的曲線運動方程為

將uCr=E/2代入到式(3)中，可以得到iLr的正向最大值Ip1為

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

本模式中，iLr和uCr的 表達式分別為

Sa1關斷瞬間的電壓變化率為

本模式的持續(xù)時間為

模式4(t2～t3):在t2時刻，二極管Dinv開始導通，負載電流I0通過Dinv續(xù)流。Da2，Sa3，Lr，C2和Dinv構(gòu)成回路，Lr向C2回饋電能，iLr開始從電流值Ib1線性減小，當線性減小到零時，模式4結(jié)束。本模式的運動軌跡為相平面圖中t2～t3段。本模式的持續(xù)時間T4=T2。

模式5(t3～t4):輔助電路不工作，正向負載電流I0通過Dinv續(xù)流，逆變器工作于穩(wěn)態(tài)。因為在模式4和模式5期間內(nèi)，uCr等于零，所以逆變器的主開關在此期間內(nèi)可以實現(xiàn)零電壓切換，可以通過控制Sa2的開通來調(diào)節(jié)本模式持續(xù)時間T5，即直流環(huán)節(jié)的零電壓持續(xù)時間是可以通過控制輔助開關來調(diào)節(jié)的。本模式的運動軌跡為一點，如相平面圖所示。

模式6(t4～t5):在t4時刻，開通Sa2和Sinv，同時關斷Sa3，在Lr的作用下，降低了流過Sa2和Sinv電流的上升率，Sa2和Sinv實現(xiàn)了零電流開通;因為在關斷Sa3之前，流過Sa3的電流已經(jīng)等于零，所以Sa3實現(xiàn)了零電流關斷。開通Sa2以后，Lr承受的電壓值為E/2，Lr被充電，iLr反向線性增大，在t5時刻，當iLr反向線性增大到Ib2時，模式6結(jié)束。本模式的運動軌跡為相平面圖中t4～t5段。Sa2和Sinv開通瞬間電流上升率為

模式7(t5～t6):在t5時刻，關斷Sinv，在電容Cr的作用下，降低了Sinv關斷瞬間端電壓的上升率，所以Sinv實現(xiàn)了零電壓關斷。Sinv關斷以后，Lr和Cr開始諧振，Lr和Cr被充電，iLr和uCr逐漸增大，當uCr增大到E/2時，iLr反向增加到最大值Ip2，然后Lr開始放電，Cr繼續(xù)被充電，iLr開始減小，uCr繼續(xù)增大。在t6時刻，當iLr反向減小到Ib2，uCr增大到E時，模式7結(jié)束。本模式的運動軌跡為相平面圖5中t5～t6段。該模式的曲線運動方程為

本模式的持續(xù)時間為

將ucr=E/2代入到式(11)中，可以得到iLr的反向最大值Ip2為

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為本模式的持續(xù)時間為

模式8(t6～t7):在t6時刻，uCr增大到E，電流開始流過Da1，uCr被箝位于E，此時開通Sa1為零電壓開通。然后iLr開始反向線性減小，當iLr反向減小到I0時，Da1自然關斷，模式8結(jié)束，本模式的運動軌跡為圖5中t6～t7段。本模式的持續(xù)時間為

模式9(t7～t8):在t7時刻，電流開始流過Sa1，iLr繼續(xù)反向線性減小，在t8時刻，當iLr減小到零時，模式9結(jié)束。本模式的運動軌跡為圖5中t7～t8段。本模式的持續(xù)時間為

然后電路返回模式1，開始下一個開關周期的工作。至此，一個開關周期內(nèi)的電路的曲線運動方程建立完成，可以繪制出相平面上的運動軌跡，如圖5所示。

圖5 諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的相平面Fig.5 The phase-plane of resonant DC link inverter

1.3 設計規(guī)則

1)為保證Sa2和Sa3實現(xiàn)零電流開通，其開通瞬間的電流變化率應不大于器件允許的電流變化率(d i/d t)r，即

2)為保證Sa1實現(xiàn)零電壓關斷，其關斷瞬間的電壓變化率必須小于器件允許的電壓變化率(d u/ d t)r，即

3)為保證逆變器橋臂上的主開關實現(xiàn)零電壓開關，軟開關逆變器的主開關的切換時刻相比于硬開關逆變器要滯后時間Td，使軟開關逆變器的主開關在直流母線電壓下降到零以后再開始切換。由圖3可知Td被設定以后，需要滿足T2+T3≤Td，即

4)為保證Sa1實現(xiàn)零電壓開通，使Sa1在直流母線電壓上升到E以后再次開通。由圖3可知Sa1在一個開關周期內(nèi)處于關斷狀態(tài)的時間Toff被設定以后，需要滿足即

5)為保證Sa3實現(xiàn)零電流關斷，使Sa3在諧振電流iLr下降到零以后完成關斷。由圖3可知Sa3在一個開關周期內(nèi)處于開通狀態(tài)的時間Ton被設定以后，需要滿足T2+T3+T4≤Ton，即

6)為限制輔助諧振電路損耗，流過諧振電感的最大電流應不大于兩倍負載電流最大值I0max。根據(jù)式(4)和式(12)可以得到

7)為保證逆變器直流環(huán)節(jié)電壓在規(guī)定時間Tv內(nèi)完成上升和下降，需要滿足T3≤Tv和T7≤Tv，根據(jù)式(8)和式(15)可以得到

8)為避免直流母線零電壓持續(xù)時間過長而影響到逆變器的直流電壓利用率，需要滿足每個開關周期內(nèi)的直流母線零電壓持續(xù)時間Tz與開關周期T的比值不大于設定值A，可以得到

根據(jù)式(21)和式(26)可知，模式5的時間T5不是任意選取的，T5要滿足式(21)和式(26)，其中A的取值要考慮負載特性。例如以電機作為負載，為改善電機的運行特性，A應盡量取較小值。

此外，相比于硬開關逆變器，該軟開關逆變器的直流母線電壓的零電壓凹槽會對逆變器輸出的電壓和電流波形產(chǎn)生不利影響，使其波形畸變率變大。如果該軟開關逆變器直接帶電機運行，將會影響到電機的運行特性。因此，該軟開關逆變器帶電機運行時，可以在逆變器的輸出端設置一個由電感和電容組成的三相低通濾波器來提高輸出波形的質(zhì)量，再將電機接在該濾波器上，從而降低直流母線零電壓凹槽對電機運行特性的不利影響。

為在全負荷范圍內(nèi)都可以實現(xiàn)軟開關并符合設計規(guī)則，當負載電流I0取最大值時，參數(shù)值Lr、Cr、Ib1和Ib2的選取應滿足式(18)～式(26)。

1.4 輔助電路各器件功率損耗理論分析

逆變橋上的功率開關器件為零電壓開關，開關損耗為零;Sa1實現(xiàn)了零電壓開通和零電壓關斷，開關損耗為零;Sa2和Sa3實現(xiàn)了零電流開通和零電流關斷，開關損耗為零。但是Sa1，Sa2和Sa3及其反并聯(lián)二極管Da1，Da2和Da3存在通態(tài)損耗。理想狀態(tài)下，因為Lr和Cr的電阻很小，Lr和Cr功耗可以近似為零。設輔助開關器件通態(tài)壓降為VcE，其反并聯(lián)二極管通態(tài)壓降為VEc，開關頻率為fc。根據(jù)一個開關周期內(nèi)的各工作模式的理論分析，采用分段積分法可以得到輔助電路各器件的功率損耗數(shù)學模型。

輔助開關Sa1及其反并聯(lián)二極管Da1的通態(tài)功耗PSa1和PDa1可表示如下:

輔助開關Sa2及其反并聯(lián)二極管Da2的通態(tài)功耗PSa2和PDa2可表示如下:

輔助開關Sa3及其反并聯(lián)二極管Da3的通態(tài)功耗PSa3和PDa3可表示如下:

1.5 分壓電容C1和C2電壓偏差量的理論分析

在實際應用中，直流母線間串聯(lián)的兩個分壓電容很難實現(xiàn)均壓，如果分壓電容的電壓偏差明顯，會影響輔助諧振電路的正常工作，影響直流母線零電壓凹槽的形成，逆變器的各個主開關也就不能實現(xiàn)零電壓開關，導致逆變器的效率無法得到提高。結(jié)合各個工作模式分析，下面對一個開關周期中的Uc1、Uc2的變化進行理論分析。其中設n為工作模式的序號，C1和C2的電容值相等，ΔUc1n和ΔUc2n表示在一個開關周期內(nèi)，第n個工作模式中的分壓電容C1和C2的電壓偏差量。

模式1(t～t0):如圖4(a)所示，在該模式中C1和C2的初始電壓為E/2，它們同時對外放電，放電電流為I0，放電時間為T1，UC1和UC2同時減小。在本模式中，電壓變化量為

模式2(t0～t1):如圖4(b)所示，C1放電，C2被充電，UC1減小，UC2增加。在本模式中，電壓變化量為

模式3(t1～t2):如圖4(c)所示，C2被充電，充電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2增加，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為

模式4(t2～t3):如圖4(d)所示，C2繼續(xù)被充電，充電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2增加，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為

模式5(t3～t4):如圖4(e)所示，流過C1和C2的電流等于零，C1和C2既不被充電也不放電，UC1和UC2不變。在本模式中，電壓變化量為

模式6(t4～t5):如圖4(f)所示，C2放電，放電電流為iLr，沒有電流流過C1。Uc2減小，Uc1不變。在本模式中，電壓變化量為

模式7(t5～t6):如圖4(g)所示，C2繼續(xù)放電，放電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2減小，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為

模式8(t6～t7):如圖4(h)所示，C1被充電，C2放電，UC1增加，UC2減小。在本模式中，電壓變化量為

模式9(t7～t8):如圖4(i)所示，C1和C2都放電，UC1和UC2同時減小。在本模式中，電壓變化量為根據(jù)以上分析，可以得出在一個開關周期內(nèi)，分壓電容C1和C2的電壓偏差量分別為

為限制分壓電容的電壓偏差，需要滿足

其中B為允許的電壓偏差比率。根據(jù)式(50)至式(53)可知分壓電容值C1和C2越大，電壓偏差比率越小，分壓效果就越好。因此選取的分壓電容值C1和C2需要滿足式(52)和式(53)。

接下來用ΔUC1和ΔUC2分別對Lr，Ib1和Ib2求偏導，來研究Lr，Ib1和Ib1的變化對電壓偏差量的影響。

由式(54)可知當Ib2-Ib1＞2I0時，隨著電感值Lr的增大，在一個開關周期內(nèi)，C1電壓偏差量增大;當Ib2-Ib1=2I0時，C1電壓偏差量的變化與Lr的變化無關;當Ib2-Ib1＜2I0時，隨著電感值Lr的增大，C1電壓偏差量減小。

由式(55)可知隨著Ib1的增大，在一個開關周期內(nèi)，C1的電壓偏差量減小。

如圖3所示，Ib2＞I0，所以

所以由式(56)可知隨著Ib2的增大，在一個開關周期內(nèi)，C1的電壓偏差量增大。因此，在滿足設計規(guī)則前提下，電流設定值Ib2應盡可能取較小值。

由式(57)可知當Ib2-Ib1＜2I0時，隨著電感值Lr的增大，在一個開關周期內(nèi)，C2電壓偏差量增大;當Ib2-Ib1=2I0時，C2的電壓偏差量變化與Lr的變化無關;當Ib2-Ib1＞2I0時，隨著電感值Lr的增大，C2電壓偏差量減小。

由式(58)可知隨著Ib1的增大，在一個開關周期內(nèi)，C2的電壓偏差量增大。

如圖3所示，Ib2＞I0，所以

由式(59)可知隨著Ib2的增大，在一個開關周期內(nèi)，C2的電壓偏差量減小。因此，在滿足設計規(guī)則前提下，電流設定值Ib2應盡可能取較小值。

2 控制策略

2.1 輔助諧振電路的邏輯控制

如圖3所示，當逆變器主開關要改變開關狀態(tài)時，相比于硬開關逆變器，主開關的切換要滯后一定的時間T2+T3，使uCr下降到零以后，完成主開關切換。在主開關原動作時刻t0，關斷Sa2，同時開通Sa3，經(jīng)過時間T2，當檢測到iLr上升到Ib1時，關斷Sa1。然后再經(jīng)過時間T3，當檢測到uCr下降到零時，主開關開始切換。主開關切換以后，經(jīng)過時間T4+T5，主開關全部開通，橋臂處于短路狀態(tài)，同時開通Sa2和關斷Sa3，然后再經(jīng)過時間T6，當檢測到iLr反向上升到Ib2時，關斷主開關，橋臂恢復到正常狀態(tài)。然后再經(jīng)過時間T7，當檢測到uCr增大到E時，開通Sa1。根據(jù)式(2)，式(8)，式(10)和式(15)，可以計算出以上的控制時間，其中可以通過改變Sa2的開通時刻來調(diào)節(jié)T5。為方便控制，當參數(shù)值Lr、Cr、Ib1和Ib2確定以后，取I0為最小值，來計算T3;取I0為最大值，來計算T7，這樣以上各控制時間都可以是固定值，不隨負載電流變化，所以輔助諧振電路可以采用固定時間控制。

2.2 三相逆變器控制

電路的主開關都并聯(lián)了緩沖電容，其關斷可以認為是軟關斷，所以只需考慮怎樣實現(xiàn)主開關的零電壓開通。本文采用新型空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulsewidthmodulation，SVPWM)方法［10］，使3個橋臂上的主開關同時發(fā)生切換，零電壓凹槽出現(xiàn)在每個開關周期的初始部分，這樣需要零電壓開通的3個開關器件就可以在零電壓凹槽內(nèi)同時完成開通，可以減少輔助諧振電路開關動作次數(shù)。在每個開關周期內(nèi)，輔助諧振電路只要工作1次，就可以完成所有主開關的零電壓開通，有利于降低輔助諧振電路的損耗，具體方法見文獻［10］。

3 實驗結(jié)果

根據(jù)圖1制作了功率3 kW實驗樣機，三相阻感性負載接在逆變器輸出端。實驗電路參數(shù)值如下:輸入直流電壓E=200V，最大輸出電流I0peak=14 A，諧振電流設定值Ib1=Ib2=20 A，輸出功率P0=3 kW，直流側(cè)電容C1=C2=5 600μF，諧振電感Lr=20μH，緩沖電容Cs=68 nF，負載電感La=Lb=Lc=1mH，負載電阻Ra=Rb=Rc=10Ω，輸出頻率f0=50 Hz，開關頻率fc=10 kHz。將參數(shù)值代入式(18)～式(26)中，可以驗證參數(shù)滿足要求。

直流母線電壓ubus和諧振電流iLr的實驗波形如圖6(a)所示，ubus的波形出現(xiàn)了零電壓凹槽，所以逆變器的主開關可以在零電壓條件下完成切換。Sa1開通和關斷時的電壓uSa1和電流iSa1的實驗波形如圖6(b)所示，Sa1開通時，端電壓uSa1先降到零，然后電流iSa1開始上升，Sa1實現(xiàn)了零電壓開通;Sa1關斷時，uSa1以較低的變化率增大，Sa1實現(xiàn)了零電壓關斷。Sa2開通和關斷時的電壓uSa2和電流iSa2的實驗波形如圖6(c)所示，Sa2開通時，iSa2以較低的變化率反向增大，Sa2實現(xiàn)了零電流開通;Sa2關斷時，iSa2已經(jīng)先下降到零，Sa2實現(xiàn)了零電流關斷。Sa3開通和關斷時的電壓uSa3和電流iSa3的實驗波形如圖6(d)所示，Sa3開通時，iSa3以較低的變化率增大，Sa3實現(xiàn)了零電流開通;Sa3關斷時，iSa3已經(jīng)先減小到零，Sa3實現(xiàn)了零電流關斷。在輸出頻率為50Hz時，三相輸出的相電流ia，ib和ic的實驗波形分別如圖6(e)所示，可以看出逆變器輸出的相電流的波形無明顯畸變，輔助諧振電路對逆變器的輸出無明顯影響，逆變器的輸出可以被很好地控制。

為驗證所提出的軟開關逆變器在效率上的優(yōu)勢，在相同實驗條件下對軟開關逆變器和和硬開關逆變器進行了效率測試，測試時硬開關和軟開關逆變器都保持輸出相電壓有效值110 V不變，通過改變負載電阻使硬開關和軟開關逆變器的輸出功率都達到3 kW，然后再分別測量其輸入功率，最后用輸出功率除以輸入功率得到效率?？紤]到讀取誤差，在同一條件下測量4次，最后取其平均值。在輸出功率3 kW時，軟開關逆變器的實測效率達到96.2%，相比于硬開關逆變器，效率提高2.6%。

此外，為驗證在相同開關頻率下，提出的零電壓持續(xù)時間可調(diào)節(jié)的軟開關逆變器在直流電壓利用率方面的優(yōu)勢，與文獻［2］中零電壓持續(xù)時間是固定值的軟開關逆變器進行了直流電壓利用率對比。實驗中直流電源電壓200 V保持一定，在開關頻率10 kHz時，通過選取諧振參數(shù)使文獻［2］中逆變器的每個開關周期的直流母線零電壓持續(xù)時間為固定值20μs，該時間不能通過輔助開關來調(diào)節(jié)，測得逆變器輸出線電壓的基波幅值為183 V，直流電壓利用率為0.915;提出的軟開關逆變器可以通過調(diào)節(jié)雙向輔助開關的占空比將每個開關周期的直流母線零電壓持續(xù)時間減小到15μs，測得逆變器輸出線電壓的基波幅值分別為188 V，直流電壓利用率為0.94，所以提出的軟開關逆變器通過控制雙向輔助開關能獲得可調(diào)節(jié)的直流母線零電壓持續(xù)時間，不僅可以應用靈活的脈寬調(diào)制策略，而且還有利于改善逆變器的直流電壓利用率。

圖6 實驗波形Fig.6 Experimentalwaveforms

4 結(jié) 論

本文提出了一種雙向開關輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)，與相關文獻提出的拓撲結(jié)構(gòu)相比，其顯著特點是輔助諧振電路中有2個輔助開關器件串聯(lián)在一起構(gòu)成了雙向輔助開關，通過該雙向輔助開關既可以調(diào)節(jié)直流環(huán)節(jié)電壓的下降時刻，也可以調(diào)節(jié)直流環(huán)節(jié)電壓的上升時刻，這樣就得到了可調(diào)節(jié)的零電壓持續(xù)時間，便于應用各種靈活的脈寬調(diào)制策略，而且有利于改善直流電壓利用率。通過實驗研究得出如下結(jié)論:①直流母線電壓波形出現(xiàn)了零電壓凹槽，為逆變器橋臂上主開關的切換提供零電壓開關條件;②逆變器輔助開關在諧振電路工作過程中也實現(xiàn)了軟開關動作，而且開關器件承受的電壓值不高于直流電源電壓;③三相逆變器輸出的相電流被很好地控制，電流波形為光滑的正弦波;④在輸出功率3kW的原理樣機上得到了96.2%的實測效率，相比于硬開關逆變器，效率有明顯提高。

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(編輯:劉素菊)

Parallel resonant DC link inverter with a bidirectional switch-assisted commutation

WANG Qiang， LIU Yan-song， cHEN Xiang-xue， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin
(college of Information and control Engineering，Liaoning Shihua University，F(xiàn)ushun 113001，china)

A novel parallel resonant Dc link soft-switching inverter was presented to improve the inverter efficiency.The voltage on Dc link decreased to zero periodically.Main switches could be operated under zero-voltage and auxiliary switches could be also operated under zero-voltage or zero-current.In addition，by controlling a bidirectional switch composed of two series auxiliary switches in the auxiliary circuit，duration of zero-voltage on the Dc link in the inverterwas regulated to apply flexible pulsewidthmodulation strategy.Based on equivalent circuits in differentmodes，the operation principlewas analyzed and design rule was presente.Besides，themathematicalmodels for auxiliary resonant circuit loss and voltage deviation of voltage dividing capacitors were also established.A 3kW laboratory prototype was built.Experimental results demonstrate that soft-switching operation of allmain switches and auxiliary switches could be realized.Therefore，the soft-switching inverter presented can effectively reduce switching loss.

inverter;resonant;soft-switching;bidirectional switch;zero-voltage

10.15938/j.emc.2015.04.012

TM 464

A

1007-449X(2015)04-0072-09

2014-07-12

國家自然科學基金(51207069);遼寧省教育廳科研項目(L2013146);中國博士后科學基金(2013M531349)

王 強(1981—)，男，博士，副教授，研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制;劉巖松(1989—)，男，碩士研究生，研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制;陳祥雪(1991—)，女，碩士研究生，研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制;王天施(1970—)，男，博士，副教授，研究方向為電力系統(tǒng)繼電保護;劉曉琴(1975—)，女，博士研究生，副教授，研究方向為電力系統(tǒng)故障診斷。

王 強